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■ 凌力尔特公司高频产品市场经理/James Wong
凌力尔特公司设计经理/Min Zou
凌力尔特公司高级应用工程师/Doug Stuetzle
凌力尔特公司应用工程师/Sunny Hsiao
直接转换（或低中频）接收器设计已经出现很多年了。由于简单和成本低，因此这类接收器广泛用于蜂窝电话和无绳电话。直到最近，直接转换接收器集成电路才达到了基站的性能要求。下一代基站对低成本的无止境追求将人们的注意力引向了直接转换架构，这种架构可以灵活地满足多种射频 (RF) 标准的要求，并简化系统设计。用基带数字电路实现通道选择功能可带来很多好处，尤其是对采用多种标准的接收器来说更是这样。不过直接转换架构存在一个问题，这就是容易对接收器带内信号造成干扰。因此用于直接转换接收器的 I/Q 解调器必须能够满足苛刻、可能高达 80dB 的动态范围要求。本文专门讨论用于基站应用的直接转换接收器所特有的问题，并介绍一种新的射频直接转换集成电路，该集成电路在解决这些问题上取得了很大的进展。
凌力尔特公司的 LT5575 等新一代解调器可以利用直接转换接收器架构的优势。LT5575 集成了一个精确的 LO 正交分相器和两个高线性度下变频混频器。片上集成的宽带变压器在 RF 和 LO 端口提供容易使用的 50Ω 单端接口，同时在很宽的射频工作频率范围内仍然保持卓越的 RF 至 LO 隔离度和最低的 LO ～ RF 泄漏。单端 RF 信号加到片上 RF 变压器的主端，并在集成的 RF 信号分相器输入端转换成差分信号。该芯片直接通过下变频将 RF 信号转换成基带信号，同时分离同相（I）和正交相位（Q）信号分量。匹配的 I 和 Q 通道确保精确的增益和相位匹配。LT5575 在 0.8GHz 至 2.7GHz 的输入频率范围内工作。该芯片还在 I 和 Q 通道上集成了具有 490MHz 带宽的单极点、低通滤波器。LT5575 的典型 RF 性能概括如表 1。
LT5575 用于要求接收器具有高线性度的应用。这些应用包括无线基站（GSM、CDMA、WCDMA 等）、如 WiMAX 和宽带微波链路等无线基础设施以及 RFID 应用。LT5575 尤其适用于单载波微蜂窝和皮蜂窝基站，在这类应用中，直接转换架构带来的成本益处甚至更显著。直接转换接收器集成电路无需增加中频（IF）级，降低了对高频滤波器的要求，尤其是去除了中频频道选择滤波器。LT5575 在 1900MHz 时具有 +22.6dBm 的输入 3 阶截取（IIP3）和 +60dBm 的输入 2 阶截取（IIP2），这个直接转换接收器满足基站接收器严格的动态范围要求。
直接转换接收器引入不同的设计问题
可能用于 W-CDMA 基站应用的直接转换接收器的方框图如图 1 所示。在这个设计中，需要考虑一些与多级接收器设计不同的问题，可以概括如下：（1）DC 偏移；（2）易产生 2 阶失真；（3）对端口至端口耦合更加敏感；（4）I-Q 失配；（5）要求基带输出有恰当的高频终止。
DC 偏移
由于多个基站放大器的接着放大，I/Q 解调器（即没有 RF 信号时，有非零 DC 输出电压）的 I 或 Q 输出端的 DC 偏移电压可能成为 DC 耦合接收器设计的一个问题。如果 DC 偏移电压太大，那么就有可能限制基带放大器的信号摆幅，并减小基带 A-D 转换器的动态范围。DC 偏移可能由 I/Q 解调器本身的失配引起。LT5575 在 I 和 Q 输出端实现了 <10mV 的典型差分 DC 偏移电压，这样的偏移电压足够低，在图 1 所示的架构中，无需 AC 耦合或 DC 偏移消除，就允许高达 40dB 的基带电压增益。
DC 偏移还可能由 LO-RF 耦合引起的 LO 信号自混频产生，或由 RF-LO 耦合引起的 RF 信号自混频产生。为保证 RF 和 LO 输入隔离，必须对印刷电路板布局给以特别关注（在本文稍后的 “集成电路布局需考虑的因素”一节，对此有更详细的讨论）。
二阶失真
就传统超外差式接收器而言，3 阶失真是主要问题，它产生形状为 cos {(2ωi - ωj)t } 的互调项，视干扰信号频率的不同，这些互调项可能落在带内。不过，对直接转换接收器来说，二阶失真也可能对性能产生重大影响。这是因为二阶失真产生形状为 cos (ωi - ωj)t 的基带项。这一基带项对超外差式接收器来说是带外的，但是就直接转换设计而言，可能落在带内。
在实际应用中，如果附近存在一个强大的干扰信号，那么二阶失真可能成为问题。由于通道选择在基带进行，而且通常是在 DSP 中进行，因此甚至那些不“在通道”上的干扰信号也可能自由通过 RF 和基带滤波器。这些干扰信号更有可能产生我们不想要的、直接叠加在我们想要的基带信号上的干扰项，在这样的频率点上，这些干扰信号是无法滤除的。这是二阶失真最棘手的地方，因为甚至只有一个干扰信号，也可能产生这样的干扰项。尤其是，由单音干扰信号引起的二阶失真将在混频器输出端引起 DC 偏移。如果这个干扰信号被调制，那么在基带输出端将出现一个由二阶非线性引起的已调信号。 因此，直接转换接收器系统的二阶截取点（IP2）是一个关键的性能参数。这个参数衡量的是二阶非线性，帮助量化接收器对单音和双音干扰信号的敏感性。LT5575 具有卓越的高 IIP2，在 1900MHz 时为 60dBm，在 900MHz 时为 54dBm，因此它最大限度地降低了二阶失真的影响。
端口至端口耦合
在超外差接收机中，精心选择 LO 和 IF 频率通常能够最大限度地减小因端口至端口耦合而在 IF 通带中引起的混频分量。但是直接转换接收器架构不提供这类保护机制，因为在这种接收器中， RF 和 LO 频率是相同的，像前面提到的那样，RF 和 LO 的混频干扰直接出现在基带 I/Q 输出端。LT5575 规定LO-RF泄漏为 -60dBm 或更好（直到 2100MHz），RF-LO 抑制为 57dBc 或更好，以基本消除这个问题。
图 1：用于 W-CDMA 应用的直接转换接收器例子
I-Q 失配
在理想情况下，无线电信号的 I 和 Q 通道负责传输正交（即：非干扰）通道信息。不过，I 通道和 Q 通道的增益或相位失配会导致通道间干扰，这样一来，恢复通道中传送的信息就更难了。现代数字通信系统规定最大的“误差矢量幅度（EVM）”，一般在百分之几的量级，这个参数与 I/Q 通道的增益和相位失配误差有关。因 I/Q 信号通路中的不等延时、LO 正交发生器中的错误以及端口至端口耦合所致的相位失配误差特别难以解决。频率越高，相位误差问题越严重。这就是为什么对直接转换接收器来说，I-Q 失配更是问题的原因，因为直接转换器工作在 RF 频率上。LT5575 的典型相位误差为 0.5o，典型增益误差为 0.04dB，就 QPSK 型调制格式而言，这意味着 EVM 大约为 1%。
基带 I/Q 输出的高频终止
直接转换架构的一个主要优势是，它消除了传统的镜频抑制问题。这是因为，在我们想要的基带频率上，不再有能产生混频器输出信号的镜像频率。不过，仍然存在一个我们不想要的干扰项，甚至一个完美的线性混频器也会产生这个干扰项。这个干扰信号出现在混频器的输出端，位于 RF和 LO 频率的和频上，远高于基带频率。我们以一个 1900MHz 的 RF 应用为例，其 LO 频率也是 1900MHz。伴随着我们想要的基带输出，还有一个 3800MHz 的信号，这就是 RF + LO 频率的和频信号。混频器之后的基带滤波器会完全抑制这个和频干扰项，这似乎是很显然的事。其实不一定。所有集成电路都用内部连线将集成电路芯片连接到封装的引线端子上。这些连线相当于小的电感器，在高频时往往会将芯片与所有外部滤波电路隔离开。如果没有采用片上滤波，那么和频信号以及高频失真干扰项就会以不可预测的方式出现在芯片电路中。最重要的是，任何未恰当终止的高频信号都会占用芯片的信号空间，引起芯片固有线性度下降。图 2 显示了 LT5575 的等效输出电路，在 IOUT+、IOUT-、QOUT+ 和 QOUT- 的输出端都有片上 5pF 电容器。这些片上电容器，如果需要可以用片外终止电容器增强，用来减轻镜频问题，并优化任何给定应用的线性度。
图 2：LT5575 I/Q 输出等效电路
有关上述设计问题以及其他一些问题的详细探讨，请查阅参考资料〔1〕。
集成电路布局需考虑的因素
由于前面提到的这些问题，实际实现接收器解决方案时要求以最佳方式放置直接转换解调器集成电路及其外部组件，以及仔细考虑印刷电路板（PCB）的 RF 布局。应该特别关注的是电源去耦、接地、信号通路布线和基带端口的高频终止。
凌力尔特公司的演示电路 DC1048A（图 3、4 和 5）说明了如何恰当使用 LT5575 直接转换 I/Q 解调器集成电路，因为 LT5575 可能会用在高性能接收器应用中。评估板有 4 层，由常用的 FR-4 PCB 材料构成，总厚度为 62 密耳。各层之间用厚度为 18 密耳的电介质材料分隔开。
为了确保稳定性和性能，所有 VCC 引脚都必须用旁路电容器与电源之间去耦，旁路电容器要尽可能靠近指定 VCC 引脚放置。就 LT5575 而言，VCC 引脚 6、7 和 8 用一个 1000pF 和一个 0.1uF 的电容器接地来去耦，而 VCC 引脚 12 有自己的 1000pF 去耦电容器。
图 3：评估电路原理图
图 4：评估板顶面
图 5：评估板底面
表１ ：
与所有高频电路一样，恰当接地对实现最佳性能是至关重要的。在 PCB 顶层和第二层上采用具有可靠和不间断接地平面的保守布局。大量使用镀敷的通孔通路连接所有 PCB 层上的接地平面，尤其沿接地平面的边缘更是这样。避免“浮动”铜填充，因为这种铜填充可能起到 RF 谐振器和天线的作用。集成电路背面裸露的接地焊盘是芯片的接地返回通路，并具有散热作用，必须直接焊接到 PCB 接地平面上，以实现最佳性能。直接在接地焊盘下面增加几个镀敷通孔通路，会确保良好的电气接地并促进热传导。
正如本文前面提到的那样，RF和 LO 耦合可能导致“自混频”，产生我们不想要的信号和在基带输出端出现的 DC 偏移误差，这可能降低 IP2 性能。另外，泄漏到 LO 端口以及大的带内 RF 干扰信号可能改变相位和/或使 LO VCO 输出产生频率偏离，这会降低接收器的性能。此外，泄漏到基带输出中的LO 信号及其谐波可能降低基带 I/Q 信号的相位平衡度。为了避免这类信号耦合问题，所有 RF 、LO 和基带信号走线都应该布在由接地平面隔开的不同层中，只要现实可行，就要保证走线尽量短。RF 和 LO 输入如果由充分的接地平面和接地通路分隔开以减少耦合，就可以放在同一层上。不过，基带走线放置在单独的层上时，可能实现最佳性能。在 DC1048A 演示板上，RF 和 LO 输入走线布在 PCB 两端最上面的金属层上。4 个基带输出走线布在最下面的金属层上，这样两个内部接地层把它们隔离了这些 RF和 LO 输入。基带输出走线长度相等，以保持恰当的相位关系。
要保持卓越的线性度，还有一点也很重要，这就是在基带 I 和 Q 输出端恰当地滤除我们不想要的高频混频干扰项。最便利的方法是用并联电容器接地来终止每一个基带输出，电容器要放置在尽可能靠近集成电路基带输出引脚的地方。应该根据信号带宽选择电容器的值，以优化 IIP2 性能。
结语
由于 LT5575 这类高性能 I/Q 解调器的出现，直接转换接收器用于基站和其他基础设施应用的时代已经到来。充分了解直接转换接收器的各种问题并知道如何通过恰当的印刷电路板布局来解决这些问题以后，就可以用这种具有与生俱来的低成本特色射频架构，从而满足要求最苛刻应用的动态范围需求。
参考资料：
1 《RF Microelectronics》，作者：Razavi Behzad，Prentice Hall出版社，1998年，ISBN 0-13-887571-5，第129-138页。
凌力尔特公司设计经理/Min Zou
凌力尔特公司高级应用工程师/Doug Stuetzle
凌力尔特公司应用工程师/Sunny Hsiao
直接转换（或低中频）接收器设计已经出现很多年了。由于简单和成本低，因此这类接收器广泛用于蜂窝电话和无绳电话。直到最近，直接转换接收器集成电路才达到了基站的性能要求。下一代基站对低成本的无止境追求将人们的注意力引向了直接转换架构，这种架构可以灵活地满足多种射频 (RF) 标准的要求，并简化系统设计。用基带数字电路实现通道选择功能可带来很多好处，尤其是对采用多种标准的接收器来说更是这样。不过直接转换架构存在一个问题，这就是容易对接收器带内信号造成干扰。因此用于直接转换接收器的 I/Q 解调器必须能够满足苛刻、可能高达 80dB 的动态范围要求。本文专门讨论用于基站应用的直接转换接收器所特有的问题，并介绍一种新的射频直接转换集成电路，该集成电路在解决这些问题上取得了很大的进展。
凌力尔特公司的 LT5575 等新一代解调器可以利用直接转换接收器架构的优势。LT5575 集成了一个精确的 LO 正交分相器和两个高线性度下变频混频器。片上集成的宽带变压器在 RF 和 LO 端口提供容易使用的 50Ω 单端接口，同时在很宽的射频工作频率范围内仍然保持卓越的 RF 至 LO 隔离度和最低的 LO ～ RF 泄漏。单端 RF 信号加到片上 RF 变压器的主端，并在集成的 RF 信号分相器输入端转换成差分信号。该芯片直接通过下变频将 RF 信号转换成基带信号，同时分离同相（I）和正交相位（Q）信号分量。匹配的 I 和 Q 通道确保精确的增益和相位匹配。LT5575 在 0.8GHz 至 2.7GHz 的输入频率范围内工作。该芯片还在 I 和 Q 通道上集成了具有 490MHz 带宽的单极点、低通滤波器。LT5575 的典型 RF 性能概括如表 1。
LT5575 用于要求接收器具有高线性度的应用。这些应用包括无线基站（GSM、CDMA、WCDMA 等）、如 WiMAX 和宽带微波链路等无线基础设施以及 RFID 应用。LT5575 尤其适用于单载波微蜂窝和皮蜂窝基站，在这类应用中，直接转换架构带来的成本益处甚至更显著。直接转换接收器集成电路无需增加中频（IF）级，降低了对高频滤波器的要求，尤其是去除了中频频道选择滤波器。LT5575 在 1900MHz 时具有 +22.6dBm 的输入 3 阶截取（IIP3）和 +60dBm 的输入 2 阶截取（IIP2），这个直接转换接收器满足基站接收器严格的动态范围要求。
直接转换接收器引入不同的设计问题
可能用于 W-CDMA 基站应用的直接转换接收器的方框图如图 1 所示。在这个设计中，需要考虑一些与多级接收器设计不同的问题，可以概括如下：（1）DC 偏移；（2）易产生 2 阶失真；（3）对端口至端口耦合更加敏感；（4）I-Q 失配；（5）要求基带输出有恰当的高频终止。
DC 偏移
由于多个基站放大器的接着放大，I/Q 解调器（即没有 RF 信号时，有非零 DC 输出电压）的 I 或 Q 输出端的 DC 偏移电压可能成为 DC 耦合接收器设计的一个问题。如果 DC 偏移电压太大，那么就有可能限制基带放大器的信号摆幅，并减小基带 A-D 转换器的动态范围。DC 偏移可能由 I/Q 解调器本身的失配引起。LT5575 在 I 和 Q 输出端实现了 <10mV 的典型差分 DC 偏移电压，这样的偏移电压足够低，在图 1 所示的架构中，无需 AC 耦合或 DC 偏移消除，就允许高达 40dB 的基带电压增益。
DC 偏移还可能由 LO-RF 耦合引起的 LO 信号自混频产生，或由 RF-LO 耦合引起的 RF 信号自混频产生。为保证 RF 和 LO 输入隔离，必须对印刷电路板布局给以特别关注（在本文稍后的 “集成电路布局需考虑的因素”一节，对此有更详细的讨论）。
二阶失真
就传统超外差式接收器而言，3 阶失真是主要问题，它产生形状为 cos {(2ωi - ωj)t } 的互调项，视干扰信号频率的不同，这些互调项可能落在带内。不过，对直接转换接收器来说，二阶失真也可能对性能产生重大影响。这是因为二阶失真产生形状为 cos (ωi - ωj)t 的基带项。这一基带项对超外差式接收器来说是带外的，但是就直接转换设计而言，可能落在带内。
在实际应用中，如果附近存在一个强大的干扰信号，那么二阶失真可能成为问题。由于通道选择在基带进行，而且通常是在 DSP 中进行，因此甚至那些不“在通道”上的干扰信号也可能自由通过 RF 和基带滤波器。这些干扰信号更有可能产生我们不想要的、直接叠加在我们想要的基带信号上的干扰项，在这样的频率点上，这些干扰信号是无法滤除的。这是二阶失真最棘手的地方，因为甚至只有一个干扰信号，也可能产生这样的干扰项。尤其是，由单音干扰信号引起的二阶失真将在混频器输出端引起 DC 偏移。如果这个干扰信号被调制，那么在基带输出端将出现一个由二阶非线性引起的已调信号。 因此，直接转换接收器系统的二阶截取点（IP2）是一个关键的性能参数。这个参数衡量的是二阶非线性，帮助量化接收器对单音和双音干扰信号的敏感性。LT5575 具有卓越的高 IIP2，在 1900MHz 时为 60dBm，在 900MHz 时为 54dBm，因此它最大限度地降低了二阶失真的影响。
端口至端口耦合
在超外差接收机中，精心选择 LO 和 IF 频率通常能够最大限度地减小因端口至端口耦合而在 IF 通带中引起的混频分量。但是直接转换接收器架构不提供这类保护机制，因为在这种接收器中， RF 和 LO 频率是相同的，像前面提到的那样，RF 和 LO 的混频干扰直接出现在基带 I/Q 输出端。LT5575 规定LO-RF泄漏为 -60dBm 或更好（直到 2100MHz），RF-LO 抑制为 57dBc 或更好，以基本消除这个问题。
图 1：用于 W-CDMA 应用的直接转换接收器例子
I-Q 失配
在理想情况下，无线电信号的 I 和 Q 通道负责传输正交（即：非干扰）通道信息。不过，I 通道和 Q 通道的增益或相位失配会导致通道间干扰，这样一来，恢复通道中传送的信息就更难了。现代数字通信系统规定最大的“误差矢量幅度（EVM）”，一般在百分之几的量级，这个参数与 I/Q 通道的增益和相位失配误差有关。因 I/Q 信号通路中的不等延时、LO 正交发生器中的错误以及端口至端口耦合所致的相位失配误差特别难以解决。频率越高，相位误差问题越严重。这就是为什么对直接转换接收器来说，I-Q 失配更是问题的原因，因为直接转换器工作在 RF 频率上。LT5575 的典型相位误差为 0.5o，典型增益误差为 0.04dB，就 QPSK 型调制格式而言，这意味着 EVM 大约为 1%。
基带 I/Q 输出的高频终止
直接转换架构的一个主要优势是，它消除了传统的镜频抑制问题。这是因为，在我们想要的基带频率上，不再有能产生混频器输出信号的镜像频率。不过，仍然存在一个我们不想要的干扰项，甚至一个完美的线性混频器也会产生这个干扰项。这个干扰信号出现在混频器的输出端，位于 RF和 LO 频率的和频上，远高于基带频率。我们以一个 1900MHz 的 RF 应用为例，其 LO 频率也是 1900MHz。伴随着我们想要的基带输出，还有一个 3800MHz 的信号，这就是 RF + LO 频率的和频信号。混频器之后的基带滤波器会完全抑制这个和频干扰项，这似乎是很显然的事。其实不一定。所有集成电路都用内部连线将集成电路芯片连接到封装的引线端子上。这些连线相当于小的电感器，在高频时往往会将芯片与所有外部滤波电路隔离开。如果没有采用片上滤波，那么和频信号以及高频失真干扰项就会以不可预测的方式出现在芯片电路中。最重要的是，任何未恰当终止的高频信号都会占用芯片的信号空间，引起芯片固有线性度下降。图 2 显示了 LT5575 的等效输出电路，在 IOUT+、IOUT-、QOUT+ 和 QOUT- 的输出端都有片上 5pF 电容器。这些片上电容器，如果需要可以用片外终止电容器增强，用来减轻镜频问题，并优化任何给定应用的线性度。
图 2：LT5575 I/Q 输出等效电路
有关上述设计问题以及其他一些问题的详细探讨，请查阅参考资料〔1〕。
集成电路布局需考虑的因素
由于前面提到的这些问题，实际实现接收器解决方案时要求以最佳方式放置直接转换解调器集成电路及其外部组件，以及仔细考虑印刷电路板（PCB）的 RF 布局。应该特别关注的是电源去耦、接地、信号通路布线和基带端口的高频终止。
凌力尔特公司的演示电路 DC1048A（图 3、4 和 5）说明了如何恰当使用 LT5575 直接转换 I/Q 解调器集成电路，因为 LT5575 可能会用在高性能接收器应用中。评估板有 4 层，由常用的 FR-4 PCB 材料构成，总厚度为 62 密耳。各层之间用厚度为 18 密耳的电介质材料分隔开。
为了确保稳定性和性能，所有 VCC 引脚都必须用旁路电容器与电源之间去耦，旁路电容器要尽可能靠近指定 VCC 引脚放置。就 LT5575 而言，VCC 引脚 6、7 和 8 用一个 1000pF 和一个 0.1uF 的电容器接地来去耦，而 VCC 引脚 12 有自己的 1000pF 去耦电容器。
图 3：评估电路原理图
图 4：评估板顶面
图 5：评估板底面
表１ ：
与所有高频电路一样，恰当接地对实现最佳性能是至关重要的。在 PCB 顶层和第二层上采用具有可靠和不间断接地平面的保守布局。大量使用镀敷的通孔通路连接所有 PCB 层上的接地平面，尤其沿接地平面的边缘更是这样。避免“浮动”铜填充，因为这种铜填充可能起到 RF 谐振器和天线的作用。集成电路背面裸露的接地焊盘是芯片的接地返回通路，并具有散热作用，必须直接焊接到 PCB 接地平面上，以实现最佳性能。直接在接地焊盘下面增加几个镀敷通孔通路，会确保良好的电气接地并促进热传导。
正如本文前面提到的那样，RF和 LO 耦合可能导致“自混频”，产生我们不想要的信号和在基带输出端出现的 DC 偏移误差，这可能降低 IP2 性能。另外，泄漏到 LO 端口以及大的带内 RF 干扰信号可能改变相位和/或使 LO VCO 输出产生频率偏离，这会降低接收器的性能。此外，泄漏到基带输出中的LO 信号及其谐波可能降低基带 I/Q 信号的相位平衡度。为了避免这类信号耦合问题，所有 RF 、LO 和基带信号走线都应该布在由接地平面隔开的不同层中，只要现实可行，就要保证走线尽量短。RF 和 LO 输入如果由充分的接地平面和接地通路分隔开以减少耦合，就可以放在同一层上。不过，基带走线放置在单独的层上时，可能实现最佳性能。在 DC1048A 演示板上，RF 和 LO 输入走线布在 PCB 两端最上面的金属层上。4 个基带输出走线布在最下面的金属层上，这样两个内部接地层把它们隔离了这些 RF和 LO 输入。基带输出走线长度相等，以保持恰当的相位关系。
要保持卓越的线性度，还有一点也很重要，这就是在基带 I 和 Q 输出端恰当地滤除我们不想要的高频混频干扰项。最便利的方法是用并联电容器接地来终止每一个基带输出，电容器要放置在尽可能靠近集成电路基带输出引脚的地方。应该根据信号带宽选择电容器的值，以优化 IIP2 性能。
结语
由于 LT5575 这类高性能 I/Q 解调器的出现，直接转换接收器用于基站和其他基础设施应用的时代已经到来。充分了解直接转换接收器的各种问题并知道如何通过恰当的印刷电路板布局来解决这些问题以后，就可以用这种具有与生俱来的低成本特色射频架构，从而满足要求最苛刻应用的动态范围需求。
参考资料：
1 《RF Microelectronics》，作者：Razavi Behzad，Prentice Hall出版社，1998年，ISBN 0-13-887571-5，第129-138页。