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[摘 要]通过对PMSM数学模型的建立，研究了PMSM的矢量控制理论，介绍了其矢量控制调速方案的控制策略与实现算法，最后给了基于DSP2407A的PMSM矢量控制调速系统SVPWM波形实现方法。
[关键词] PMSMDSPSVPWM
0.引言
现代交流伺服系统已广泛应用于各种高新领域，矢量控制技术、直接力矩控制技术、大功率全控型电力电子器件及高性能微处理器的快速发展，更促进了交流伺服控制系统的发展与应用。在交流伺服系统中，由于电机本身具有非线性和强耦合特性，其控制方法相当复杂，用常规控制方法很难满足高性能控制系统的要求。本文采用的电压空间矢量脉宽调制(SVPWM—Space Vector PWM)就是一种优化的PWM方法，能够明显减少逆变器输出电流的谐波成分和电机的谐波损耗，降低转矩的脉动。由于其控制简单，数字化实现方便，目前已有替代传统正弦波脉宽调制(SPWM—Sinusoidal PWM )的趋势。
系统选用正弦波交流反电势的永磁同步电机(简称PMSM)，控制策略主要采用SVPWM，该控制算法可以及时适时地控制电机的转矩、速度和位置状态。这种控制算法在各种工作状态(稳态和动态)下都具有良好的控制性能，并且不需要过大体积的能量变换装置即可随意地控制瞬态电流的幅值。SVPWM调制方法物理概念清晰、算法简单、对直流电压利用率较高、易于实现数字化，是现在研究的热点之一。
DSP技术的不断发展使得数字化PWM有了实现的可能和广阔的应用前景。本文采用TI(德州仪器)公司专为电机控制推出的TMS320LF24X系列中的2407A（简称DSP2407A）来实现SVPWM变频调速，在理论指导和实际应用方面都有重要的意义。
1.PMSM数学模型
PMSM可以采用双反馈原理来进行分析。但PMSM转子直轴磁体的磁导率很小，电动机的直轴电枢反应一般小于交轴电枢反应电感。分析PMSM的变频调速最常用的方法就是d-q坐标系数学模型。它不仅可以分析PMSM的稳态运行性能，也可以分析电机的瞬态性能。本模型中，忽略电机铁心的永磁饱和；不计电动机的涡流和磁滞损耗；电动机的电流为对称的三相正弦电流。可列出以转子参考坐标(轴)表示的电机方程(方程中省略标幺值符号*)。
(1)定子电压方程
(1)
(2)定子磁链
(2)
(3)电磁转矩方程
(3)
(4)电机的运动方程
(4)
式中：，为d，q轴电压；，为d，q轴电流；，为定子电感在d，q轴下的等效电感；为转子角速度；为转子励磁磁场链过定子绕组的磁链；为微分算子；为电机磁极对数；为转子机械转速；为转动惯量；为负载转矩。
2.矢量控制与弱磁控制
从转子坐标来看，对于定子电流可以分为两部分，即力矩电流和励磁电流。因此，矢量控制中通常使=0来保证用最小的电流幅值得到最大的输出转矩。此时的电机转矩表达式为。及都是电机内部参数，其值恒定，控制定子电流幅值就能很好地控制转矩，和直流电动机完全一样。从而实现三相PMSM的控制参数的解耦，实现三相PMSM转矩的线性化控制。
图1（a）绘出了按转子磁链定向并使=0时PMSM的矢量图。控制方法为只要能准确地检测出转子(d轴)的空间位置，控制逆变器使三相定子的合成电流(或磁动势)矢量位于q轴上(领先于d轴90°)就可以了，比异步电动机矢量控制系统要简单得多。
（a） =0恒转矩调速 （b） <0弱磁恒功率调速
图1 按转子磁链定向的正弦波永磁同步电动机矢量图
当电动机超过基速以上运行时，因永磁转子的励磁磁链为常数，所以电动机的感应电动势随电动机转速的增加而增加，同时电动机的端电压要收逆变器最高电压的限制。通过削弱磁场的方法可以在保持端电压不变的情况下提高转速。这种控制方法称为弱磁控制。这是在基速以上进行调试时经常采用的方法。为此通常使为负值，即负的励磁电流，起去磁(弱磁)作用。越大去磁作用越强。图1b)绘出了<0时弱磁控制矢量图。
因为电动机的定子电流也受到限制，所以在弱磁控制中，增大同时也要减少。减少的结果是减少了输出转矩，因此在弱磁控制是(基速以上调速时)的电动机机械特性表现为恒功率特性。而在基速以下调速为转矩特性，如图2所示。
图2机械特性
3.SVPWM控制技术及实现
3.1 SVPWM控制技术的原理与方法
SVPWM(也称为磁通正弦PWM)是从电动机的角度出发，着眼于使电机获得幅值恒定的圆形磁场，即正弦磁通。他以三相对称正弦波电压供电时的理想圆形磁通轨迹为基准，用逆变器不同的开关模式产生的实际磁通去逼近基准磁通圆，从而达到较高的控制性能。
图3是一个典型的电压型PWM逆变器，利用这种逆变器功率开关管的开关状态和顺序组合，以及开关时间的调整，以保证电压空间矢量圆形运行轨迹为目标，就可以产生谐波较少的，而且直流电压利用率较高的输出。
图3电压空间矢量和三相电压型逆变电路
图3中的V1—V5是六个功率开关管，组成三相桥式逆变器，其上桥臂和下桥臂开关状态互补，故可以用上桥臂3个功率管的开关状态描述逆变器的工作状态，记功率器件开通状态为“1”，关断状态为“0”，则上桥臂的开关状态有8中组合，可用矢量表示，分别记为……。开关状态矢量决定了线电压矢量及相电压矢量，可以表示如下：
(5)
(6)
得到了相电压矢量后，再根据功率守恒原则用坐标变换方法把abc坐标系的8种开关状态变换成αβ坐标系的8种电压矢量，分别记为、、、、、、、，称为基本电压空间矢量。其中有6种有效的开关组合、、、、、称为非零基本空间电压矢量；有2种为无效开关状态(=，=)称为零空间电压矢量。当逆变器单独输出六种基本电压空间矢量时，电动机的定子磁链矢量的矢端的运动轨迹是一个正六边形，如图4所示
图4正六边形磁链轨迹
3.2 磁链轨迹的控制
如图4所示，当逆变器单独输出基本电压空间矢量是，电动机的定子磁链矢量的矢端从C到D沿平行于方向移动。当移动到D点时，如果改变基本电压空间矢量为输出，则定子磁链矢量的矢端也相应改为从D到E的移动。这样下去，当全部六个非零基本电压空间矢量分别依次单独输出后，定子磁链矢量的运动轨迹是一个正六边形，显然，按照这样的供电方式只能形成正六边形的旋转磁场，而不是我们希望的圆形旋转磁场。
要获得圆形旋转磁场是一个思路是，如果在定子里形成的旋转磁场不是正六边形，而是正多边形，我们就可以得到近似的圆形旋转磁场。显然，正多边形的边数越多，近似的程度就越多。但是非零的基本电压空间矢量只有六个，如果想获得尽可能多的多边形旋转磁场，就必须有更多的逆变器开关状态。一种方法是利用六个非零基本电压空间矢量的线性时间组合来得到更多的开关状态。
在图5中和代表相邻的两个基本电压空间矢量；是输出相电压矢量，其幅值代表相电压的幅值，其旋转角速度就是输出正弦电压的角频率。可以由和线性时间组合来表示，它等于倍的与倍的的矢量和。其中和分别为和作用的时间；是作用的时间。
图5 电压空间矢量的线性组合
按照这种方式，在下一个期间，仍然用和的线性时间这，但作用的时间和与上次的不同，它们必须保证所合成的新的电压空间矢量与原来的空间电压矢量的幅值相等。如此下去，在每一个期间，都改变相邻的基本矢量的时间，并保证合成的电压空间矢量的幅值都相等，因此，在取足够小时，电压空间矢量的轨迹是一个近似圆形的正多边形。
3.3开关时间的计算
如上面所述，线性时间这的电压空间矢量是倍的与倍的的矢量和，即：
式中可以事先选定；可以由曲线确定；可以由输出正弦电压的角频率和的乘积确定。因此当已知两相邻的基本电压空间矢量和后，就可以根据式(10)、(11)来确定和。还有另外一种方法确定和,即将、和投影到dq坐标系中时，式(7)可以写成：
(12)
已知逆矩阵和在dq坐标系中的投影后，就可以确定和。
当逆变器单独输出零矢量确定，时，电动机的定子磁链确定是不动的。根据这个特点，在期间插入零矢量，使。通过这样的方法，可以调整角频率 ，从而达到变频的目的。添加零矢量是遵循使功率开关管的开关次数最小的原则来选择，。为了使磁链的运动速度平滑，零矢量一般都不是集中地加入，而是将零矢量平均分成几份，多点地插入到磁链轨迹中，但作用的时间和仍为，这样可以减少电动机转矩的脉动。
3.4扇区号的确定
将图6划分为6个区域。每个区域都有一个扇区号(如图0、1、2、3、4、5)。确定位于那个扇区非常重要的，因为只有知道位于哪个扇区，我们才知道用哪一对相邻的基本电压空间矢量去合成。
图6基本电压空间矢量
确定扇区号有两种方法，第一种是，当以坐标系上的分量形式、给出时，直接计算，然后查表1，即可确定扇区号。其中，，，sign(x)为符号函数。
第二种，当以幅值和相角的形式给出时，可以直接根据相角来确定它所在的扇区。如图7所示。空间电压矢量的大小代表代表三相电机线电压的有效值，其频率也是三相电机的频率，控制的大小，转速，和旋转方向就可以实现变频调速。当由六个基本空间电压矢量合成的以近似圆形轨迹旋转时，其圆形轨迹的旋转半径受六个基本电压空间矢量幅值得限制。最大的圆形轨迹是六个基本矢量幅值所组成的正六边形的内切圆。所以的最大值为，相应电机的线电压和相电压的最大值为和，是普通SPWM最大值的倍，因此SVPWM直流电压利用率也是最高的。
4.基于DSP2407A的SVPWM波形的产生
对称PWM波生成原理如图9所示，为使DSP2407A产生恒压频比控制下的SVPWM波形，事件管理器模块是这个控制系统的关键。DSP2407A有两个事件管理器EVA和EVB，这里可选用EVA。在EVA的初始化程序中，为了产生对称PWM波形，首先应对其进行正确的配置，将定时器设置成连续增/减计数方式，且使用内部时钟作为定时计数器的计数时钟，将PWM载波周期的一半作为周期寄存器的值。一开始，计数器做自增计数，当计数值与周期寄存器的值相等或上溢是就变成减计数；当计数器的值减到零时又变为增计数。在计数器增计数的过程中，如果计数值等于比较寄存器的值，则PWM引脚发生跳变，而在计数器减计数过程中，再次计数到与比较寄存器的值相等时，PWM引脚上就会发生于刚才相反的跳变。这样，只要改变比较寄存器的值，即可以改变输出脉冲的宽度，实现脉宽调制。同时可以看出，比较值的改变影响PWM脉冲的双边这就是对称PWM波形的特点。如果比较值等于0，则PWM引脚输出始终为1；如果增计数和减计数时的比较值都大于等周期值，则PWM输出引脚保为0。
将PWM1，PWM3，PWM5设置成高有效，PWM2，PWM4，PWM6设置成低有效。即当发生比较匹配(比较值=计数值)时，引脚PWM1，PWM3，PWM5上输出正脉冲，而PWM2，PWM4，PWM6引脚上输出负脉冲。在本设计中，生成SVPWM波形时使用的是异步调制法，即载波频率不变，只是调制信号的频率在变化。考虑到三相逆变器对PWM信号载波频率的要求，取载波频率为25kHz，于是，载波周期就等于40μs。事件管理器的计数时钟为CPU时钟(40MHz)的2分频--20MHz，所以，载波周期的值就应为40μs，周期寄存器的值就应为20μs(载波周期的一半)。为了避免三相逆变器同一桥臂上的上下两只IGBT同时导通而造成短路，需在PWM信号中加入一定的死区，本程序中的死区时间设为1.6μs。由于定时器2用于正交编码计数，故需将定时器2设为定向的增/减模式，并使用正交编码脉冲作为计数脉冲。
图9对称PWM生成原理
5.结束语
本文对基于DSP的PMSM矢量控制调速系统做了研究。首先建立了PMSM的数学模型，在PMSM数学模型基础上研究了PMSM的矢量控制理论，并构建其调速系统硬件框图，确定了采用转速和电流双闭环的矢量控制策略。同时提出了采用SVPWM矢量控制技术的控制算法，并对其原理和实现方法做了详细的介绍。最后设计了基于DSP2407A的PMSM矢量控制调速硬件平台，实现了PMSM全数字化控制化的单片DSP解决方案。由于2407A内部集成电机控制所必需的部件，因此有效的简化了控制系统部分的设计，使整个系统结构紧凑，提高了系统的可靠性与通用性。同样的硬件结构只需要修改软件就可以适用不同的算法和控制对象。
参考文献：
[1]陈伯时.电力拖动自动控制系统—运动控制系统[M].机械工业出版社，2003.
[2]王成元等.矢量控制交流伺服驱动电机[M].机械工业出版社，1995年.
[3]黄俊，王兆安.电力电子变流技术[M].机械工业出版社，1993.
[4]王艳君.交流调速.高等教育出版社[M].2003.102-105
[5]季画.永磁同步电机调速系统矢量控制的研究[C].南京航空航天大学硕士学位论文，2004
[关键词] PMSMDSPSVPWM
0.引言
现代交流伺服系统已广泛应用于各种高新领域，矢量控制技术、直接力矩控制技术、大功率全控型电力电子器件及高性能微处理器的快速发展，更促进了交流伺服控制系统的发展与应用。在交流伺服系统中，由于电机本身具有非线性和强耦合特性，其控制方法相当复杂，用常规控制方法很难满足高性能控制系统的要求。本文采用的电压空间矢量脉宽调制(SVPWM—Space Vector PWM)就是一种优化的PWM方法，能够明显减少逆变器输出电流的谐波成分和电机的谐波损耗，降低转矩的脉动。由于其控制简单，数字化实现方便，目前已有替代传统正弦波脉宽调制(SPWM—Sinusoidal PWM )的趋势。
系统选用正弦波交流反电势的永磁同步电机(简称PMSM)，控制策略主要采用SVPWM，该控制算法可以及时适时地控制电机的转矩、速度和位置状态。这种控制算法在各种工作状态(稳态和动态)下都具有良好的控制性能，并且不需要过大体积的能量变换装置即可随意地控制瞬态电流的幅值。SVPWM调制方法物理概念清晰、算法简单、对直流电压利用率较高、易于实现数字化，是现在研究的热点之一。
DSP技术的不断发展使得数字化PWM有了实现的可能和广阔的应用前景。本文采用TI(德州仪器)公司专为电机控制推出的TMS320LF24X系列中的2407A（简称DSP2407A）来实现SVPWM变频调速，在理论指导和实际应用方面都有重要的意义。
1.PMSM数学模型
PMSM可以采用双反馈原理来进行分析。但PMSM转子直轴磁体的磁导率很小，电动机的直轴电枢反应一般小于交轴电枢反应电感。分析PMSM的变频调速最常用的方法就是d-q坐标系数学模型。它不仅可以分析PMSM的稳态运行性能，也可以分析电机的瞬态性能。本模型中，忽略电机铁心的永磁饱和；不计电动机的涡流和磁滞损耗；电动机的电流为对称的三相正弦电流。可列出以转子参考坐标(轴)表示的电机方程(方程中省略标幺值符号*)。
(1)定子电压方程
(1)
(2)定子磁链
(2)
(3)电磁转矩方程
(3)
(4)电机的运动方程
(4)
式中：，为d，q轴电压；，为d，q轴电流；，为定子电感在d，q轴下的等效电感；为转子角速度；为转子励磁磁场链过定子绕组的磁链；为微分算子；为电机磁极对数；为转子机械转速；为转动惯量；为负载转矩。
2.矢量控制与弱磁控制
从转子坐标来看，对于定子电流可以分为两部分，即力矩电流和励磁电流。因此，矢量控制中通常使=0来保证用最小的电流幅值得到最大的输出转矩。此时的电机转矩表达式为。及都是电机内部参数，其值恒定，控制定子电流幅值就能很好地控制转矩，和直流电动机完全一样。从而实现三相PMSM的控制参数的解耦，实现三相PMSM转矩的线性化控制。
图1（a）绘出了按转子磁链定向并使=0时PMSM的矢量图。控制方法为只要能准确地检测出转子(d轴)的空间位置，控制逆变器使三相定子的合成电流(或磁动势)矢量位于q轴上(领先于d轴90°)就可以了，比异步电动机矢量控制系统要简单得多。
（a） =0恒转矩调速 （b） <0弱磁恒功率调速
图1 按转子磁链定向的正弦波永磁同步电动机矢量图
当电动机超过基速以上运行时，因永磁转子的励磁磁链为常数，所以电动机的感应电动势随电动机转速的增加而增加，同时电动机的端电压要收逆变器最高电压的限制。通过削弱磁场的方法可以在保持端电压不变的情况下提高转速。这种控制方法称为弱磁控制。这是在基速以上进行调试时经常采用的方法。为此通常使为负值，即负的励磁电流，起去磁(弱磁)作用。越大去磁作用越强。图1b)绘出了<0时弱磁控制矢量图。
因为电动机的定子电流也受到限制，所以在弱磁控制中，增大同时也要减少。减少的结果是减少了输出转矩，因此在弱磁控制是(基速以上调速时)的电动机机械特性表现为恒功率特性。而在基速以下调速为转矩特性，如图2所示。
图2机械特性
3.SVPWM控制技术及实现
3.1 SVPWM控制技术的原理与方法
SVPWM(也称为磁通正弦PWM)是从电动机的角度出发，着眼于使电机获得幅值恒定的圆形磁场，即正弦磁通。他以三相对称正弦波电压供电时的理想圆形磁通轨迹为基准，用逆变器不同的开关模式产生的实际磁通去逼近基准磁通圆，从而达到较高的控制性能。
图3是一个典型的电压型PWM逆变器，利用这种逆变器功率开关管的开关状态和顺序组合，以及开关时间的调整，以保证电压空间矢量圆形运行轨迹为目标，就可以产生谐波较少的，而且直流电压利用率较高的输出。
图3电压空间矢量和三相电压型逆变电路
图3中的V1—V5是六个功率开关管，组成三相桥式逆变器，其上桥臂和下桥臂开关状态互补，故可以用上桥臂3个功率管的开关状态描述逆变器的工作状态，记功率器件开通状态为“1”，关断状态为“0”，则上桥臂的开关状态有8中组合，可用矢量表示，分别记为……。开关状态矢量决定了线电压矢量及相电压矢量，可以表示如下：
(5)
(6)
得到了相电压矢量后，再根据功率守恒原则用坐标变换方法把abc坐标系的8种开关状态变换成αβ坐标系的8种电压矢量，分别记为、、、、、、、，称为基本电压空间矢量。其中有6种有效的开关组合、、、、、称为非零基本空间电压矢量；有2种为无效开关状态(=，=)称为零空间电压矢量。当逆变器单独输出六种基本电压空间矢量时，电动机的定子磁链矢量的矢端的运动轨迹是一个正六边形，如图4所示
图4正六边形磁链轨迹
3.2 磁链轨迹的控制
如图4所示，当逆变器单独输出基本电压空间矢量是，电动机的定子磁链矢量的矢端从C到D沿平行于方向移动。当移动到D点时，如果改变基本电压空间矢量为输出，则定子磁链矢量的矢端也相应改为从D到E的移动。这样下去，当全部六个非零基本电压空间矢量分别依次单独输出后，定子磁链矢量的运动轨迹是一个正六边形，显然，按照这样的供电方式只能形成正六边形的旋转磁场，而不是我们希望的圆形旋转磁场。
要获得圆形旋转磁场是一个思路是，如果在定子里形成的旋转磁场不是正六边形，而是正多边形，我们就可以得到近似的圆形旋转磁场。显然，正多边形的边数越多，近似的程度就越多。但是非零的基本电压空间矢量只有六个，如果想获得尽可能多的多边形旋转磁场，就必须有更多的逆变器开关状态。一种方法是利用六个非零基本电压空间矢量的线性时间组合来得到更多的开关状态。
在图5中和代表相邻的两个基本电压空间矢量；是输出相电压矢量，其幅值代表相电压的幅值，其旋转角速度就是输出正弦电压的角频率。可以由和线性时间组合来表示，它等于倍的与倍的的矢量和。其中和分别为和作用的时间；是作用的时间。
图5 电压空间矢量的线性组合
按照这种方式，在下一个期间，仍然用和的线性时间这，但作用的时间和与上次的不同，它们必须保证所合成的新的电压空间矢量与原来的空间电压矢量的幅值相等。如此下去，在每一个期间，都改变相邻的基本矢量的时间，并保证合成的电压空间矢量的幅值都相等，因此，在取足够小时，电压空间矢量的轨迹是一个近似圆形的正多边形。
3.3开关时间的计算
如上面所述，线性时间这的电压空间矢量是倍的与倍的的矢量和，即：
式中可以事先选定；可以由曲线确定；可以由输出正弦电压的角频率和的乘积确定。因此当已知两相邻的基本电压空间矢量和后，就可以根据式(10)、(11)来确定和。还有另外一种方法确定和,即将、和投影到dq坐标系中时，式(7)可以写成：
(12)
已知逆矩阵和在dq坐标系中的投影后，就可以确定和。
当逆变器单独输出零矢量确定，时，电动机的定子磁链确定是不动的。根据这个特点，在期间插入零矢量，使。通过这样的方法，可以调整角频率 ，从而达到变频的目的。添加零矢量是遵循使功率开关管的开关次数最小的原则来选择，。为了使磁链的运动速度平滑，零矢量一般都不是集中地加入，而是将零矢量平均分成几份，多点地插入到磁链轨迹中，但作用的时间和仍为，这样可以减少电动机转矩的脉动。
3.4扇区号的确定
将图6划分为6个区域。每个区域都有一个扇区号(如图0、1、2、3、4、5)。确定位于那个扇区非常重要的，因为只有知道位于哪个扇区，我们才知道用哪一对相邻的基本电压空间矢量去合成。
图6基本电压空间矢量
确定扇区号有两种方法，第一种是，当以坐标系上的分量形式、给出时，直接计算，然后查表1，即可确定扇区号。其中，，，sign(x)为符号函数。
第二种，当以幅值和相角的形式给出时，可以直接根据相角来确定它所在的扇区。如图7所示。空间电压矢量的大小代表代表三相电机线电压的有效值，其频率也是三相电机的频率，控制的大小，转速，和旋转方向就可以实现变频调速。当由六个基本空间电压矢量合成的以近似圆形轨迹旋转时，其圆形轨迹的旋转半径受六个基本电压空间矢量幅值得限制。最大的圆形轨迹是六个基本矢量幅值所组成的正六边形的内切圆。所以的最大值为，相应电机的线电压和相电压的最大值为和，是普通SPWM最大值的倍，因此SVPWM直流电压利用率也是最高的。
4.基于DSP2407A的SVPWM波形的产生
对称PWM波生成原理如图9所示，为使DSP2407A产生恒压频比控制下的SVPWM波形，事件管理器模块是这个控制系统的关键。DSP2407A有两个事件管理器EVA和EVB，这里可选用EVA。在EVA的初始化程序中，为了产生对称PWM波形，首先应对其进行正确的配置，将定时器设置成连续增/减计数方式，且使用内部时钟作为定时计数器的计数时钟，将PWM载波周期的一半作为周期寄存器的值。一开始，计数器做自增计数，当计数值与周期寄存器的值相等或上溢是就变成减计数；当计数器的值减到零时又变为增计数。在计数器增计数的过程中，如果计数值等于比较寄存器的值，则PWM引脚发生跳变，而在计数器减计数过程中，再次计数到与比较寄存器的值相等时，PWM引脚上就会发生于刚才相反的跳变。这样，只要改变比较寄存器的值，即可以改变输出脉冲的宽度，实现脉宽调制。同时可以看出，比较值的改变影响PWM脉冲的双边这就是对称PWM波形的特点。如果比较值等于0，则PWM引脚输出始终为1；如果增计数和减计数时的比较值都大于等周期值，则PWM输出引脚保为0。
将PWM1，PWM3，PWM5设置成高有效，PWM2，PWM4，PWM6设置成低有效。即当发生比较匹配(比较值=计数值)时，引脚PWM1，PWM3，PWM5上输出正脉冲，而PWM2，PWM4，PWM6引脚上输出负脉冲。在本设计中，生成SVPWM波形时使用的是异步调制法，即载波频率不变，只是调制信号的频率在变化。考虑到三相逆变器对PWM信号载波频率的要求，取载波频率为25kHz，于是，载波周期就等于40μs。事件管理器的计数时钟为CPU时钟(40MHz)的2分频--20MHz，所以，载波周期的值就应为40μs，周期寄存器的值就应为20μs(载波周期的一半)。为了避免三相逆变器同一桥臂上的上下两只IGBT同时导通而造成短路，需在PWM信号中加入一定的死区，本程序中的死区时间设为1.6μs。由于定时器2用于正交编码计数，故需将定时器2设为定向的增/减模式，并使用正交编码脉冲作为计数脉冲。
图9对称PWM生成原理
5.结束语
本文对基于DSP的PMSM矢量控制调速系统做了研究。首先建立了PMSM的数学模型，在PMSM数学模型基础上研究了PMSM的矢量控制理论，并构建其调速系统硬件框图，确定了采用转速和电流双闭环的矢量控制策略。同时提出了采用SVPWM矢量控制技术的控制算法，并对其原理和实现方法做了详细的介绍。最后设计了基于DSP2407A的PMSM矢量控制调速硬件平台，实现了PMSM全数字化控制化的单片DSP解决方案。由于2407A内部集成电机控制所必需的部件，因此有效的简化了控制系统部分的设计，使整个系统结构紧凑，提高了系统的可靠性与通用性。同样的硬件结构只需要修改软件就可以适用不同的算法和控制对象。
参考文献：
[1]陈伯时.电力拖动自动控制系统—运动控制系统[M].机械工业出版社，2003.
[2]王成元等.矢量控制交流伺服驱动电机[M].机械工业出版社，1995年.
[3]黄俊，王兆安.电力电子变流技术[M].机械工业出版社，1993.
[4]王艳君.交流调速.高等教育出版社[M].2003.102-105
[5]季画.永磁同步电机调速系统矢量控制的研究[C].南京航空航天大学硕士学位论文，2004