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摘 要：负电压降压转换器越来越多地应用于对负电压进行降压，LTC3805-5是一款基于反激式驱动的电流模式控制器。文中首先介绍了该器件的内部电路，随后对基于LTC3805-5的应用设计进行分析，对芯片应用设计中涉及的主控环路、起动、保护及供电等问题进行了阐述，最后给出了芯片的典型应用。
关键词：降压转换器；LTC3805-5；应用设计
LTC3805-5是凌力尔特公司(Linear Technology Corporation)2011年推出的一款频率可编程反激式控制器。适用于需要用一个电源同时提供48V和24V标称输入系统的用户，对于小功率很宽输入电压范围的情况也可以采用LTC3805-5，它从4.5V开始工作，由外部元件限制Vin和Vout，为电流控制型。有可调的斜率补偿功能，其过流保护功能可以自动恢复，工作频率可以从70~700kHz，可以外同步。过流检测电压100mV，软起动可以用外部电容调节，静态工作电流为360μA，可以设计成外加功率MOSFET的反激变换器，或非隔离的升压DC-DC以及可升可降的DC-DC。它提供的输出电压精度可达到±1.5%，在输入电压高于9.5V时，要由外部元件降压，Vcc处为4.5~8.8V。封装很小，为10PIN的3×3mm2的DFN封装。
1 LTC3805-5的内部电路
LTC3805-5内部电路如图1所示，其引脚功能如下：
1PIN SSFLT，外接一电容到GND，控制输出电压起动时的上升速率，此电容还用于故障后重新起动时间的控制；
2PIN ITH误差放大器补偿端，正常工作电压为0.7~1.9V；
3PIN FB接受外部反馈电压；
4PIN RUN外接一电阻分压器给出变换器工作电压范围；
5PIN FS外接一电阻到GND设置工作频率；
6PIN SYNC外同步信号输入端；
7PIN ISENSE它有两个功能，对电流型控制，它监视开关电流，由外部电阻检测取样，另一功能做斜率补偿；
8PIN OC过流保护端，接外部开关电流检测电阻；
9PIN Vcc IC供电端，外接一支0.1μF旁路电容；
10PIN GATE栅极驱动输出端，外接N-MOSFET的栅极，其电平范围从Vcc到GND。
IC底部金属板接至GND。
2 LTC3805-5应用设计
2.1 主控制环路
LTC3805-5的输出电压用一支电阻分压器从外部接到FB端，分压器电阻按输出电压分压器计算，FB端电压为800mV的内部基准电压，如果负载电流增加，输出电压降低一些，会使加到FB的电压降低，低于800mV，这时误差放大器即刻响应进入ITH端的反馈电流，从而使输出电压上升达到稳定，反之，如果负载电流减小，FB端电压上升超过800mV，误差放大器会从ITH端漏入电流，使电压降下降到稳定值。
在ITH端的电压控制着由振荡器形成的脉冲宽度调制。此时，ITH端还设置一个电流比较器的触发阈值，电流比较器的ISENSE输入监视外部电流检测电阻(串在功率MOSFET源极的)上的电压，在每个工作周期开始时，LTC3805-5的振荡器设置SR闩锁，令外部功率MOSFET导通，随着通过外部功率MOSFET的电流上升，ISENSE端电压也上升，LTC3805-5的电流比较器在达到保护电平时，即将SR复位，关闭外部功率MOSFET。用此方法，通过MOSFET的电流值，反激变压器初级及次级绕组都由ITH端控制，如果电流比较器没有被触发，则LTC3805-5自动地限制占空比到80%，此刻将关断SR及外部MOSFET。
从FB端通过误差放大器、电流比较器和SR闩锁执行了一个完整的闭环电流型控制。从而保持输出电压稳定。例如，如果负载电流增加，输出电压会减小一些，检测到此现象，误差放大器即从ITH端源出电流，升高电流比较器阈值，这样就增加了通过变压器初级和次级的电流，这样就给负载加大了电流供给，使输出电压保持稳定。
ITH端控制环路的补偿点，典型情况下，外部串入一个RC网络从ITH接到GND，并选择最佳的匹配负载及响应输入变化，此RC网络的阻抗会改变误差放大器的输出电流，使ITH电压维持在设置点，所以此RC网络一定要考虑动态响应。
2.2 起动和关断
LTC3805-5有两个关断方式去禁止和使能其工作：即Vcc电源欠压闩锁和RUN端的闩锁阈值，这两个端子电压在起动前必须使能，图2示出LTC3805-5进出闩锁的状态，在关断时，LTC3805-5仅消耗40μA电流。
欠压闩锁(UVLO)可以防止LTC3805-5无法确保驱动外部的功率MOSFET，Vcc端电压超过4.5V，才能令LTC3805-5使能，Vcc端电压在工作后降至4V时即禁止LTC3805-5工作。
RUN端通过一个电阻分压器接至输入电压，在RUN端超出URUNON=1.207V时使能，在低于URUNON=1.170V时被禁止工作。此外，此电阻分压器还有5μA电流源出或漏入，设置输入电压范围时要计入此电流。
2.3 设置振荡器频率
从FS端到GND接一支电阻来设置振荡器频率，其值从70kHz到700kHz，振荡频率的计算公式如下：
振荡器可以同步到外部时钟频率，从SYNC端接入即可。外时钟频率的上升沿去触发内部开关周期。此时，栅驱动端为高电平。脉冲宽度要固定，外时钟必须高于触发器200ns，外同步时最大占空比要达到55%以上。
2.4 过流保护
由OC端接MOSFET源极的电流检测电阻，变换器保护过载及短路故障。在正常工作条件下，外部MOSFET的电流峰值由此电阻转换成电压，将此信号送入电流比较器，随着输出电流增加ITH端电压也随之增加。
在没有过流保护时，对应最大变换器输出电流，ITH上的电压上升并被钳制在1.9V，这对应着ISENSE端100mV的限制，随着输出电流进一步增加，占空比随之减少，外部MOSFET的电流由ISENSE端的100mV阈值限制。
随着输出电流进一步增加，在占空比减到6%时，外部功率MOSFET在此时段导通，电流比较器无法更长时间限制其电流低于100mV，此刻会损坏变换器。
为了防止此现象，过流端OC也连接到此限流电阻处，在OC端电压超过100mV时，变换器即停止工作，外部电阻按照100mV阈值计算。
2.5 软起动及故障时段的工作
LTC805-5的软起动及故障时段使用一个内部固定时段或者由SSFLT端到GND电容(Css)调节的外部时段给定。内部软起动及故障时段减小可以由外部SSFLT端电容来增加。
将SSFLT端悬浮开路时即使用内部软起动及故障时段，内部软起动为1.8ms，在过流时，由OC端超过100mV决定，LTC3805-5关断及内部等待时段大约4.25ms，然后变换器重新起动，加大电容Css可以增加软起动时间及故障时段，在软起动时，Css由6μA电流充电，在LTC3805-5进入关断状态时，会给Css快速充电到0.7V。此时，栅极驱动开始工作，从这一点，开关可以连续工作，并增加占空比，直到SSFLT端达到2.25V，在此时软起动停止，闭环回路调整开始，SSFLT端电压会进一步增加到4.75V。
Css在故障时还执行时段输出功能，在故障之后，Css放电从4.75V到0.7V，此时，SSFLT端也达到0.7V，变换器将重新起动。
2.6 LTC3805-5的供电
从Vcc到GND有一个内部稳压器限制从Vcc的电压到9.5V，它能给出25mA电流，此稳压器总处在激活状态，即使LTC3805-5处于关断状态，由于加入保护Vcc的功能，可以使LTC3805-5从高压源起动。
(1)可调的斜率补偿
LTC3805-5加入一个峰值10μA的电流斜波于ISENSE端，此处外接一个电阻，在设计斜率补偿时需要它，电流斜波线性地从零电流或6%占空比开始，在达到80%占空比时达到峰值，许多LTC3805-5的应用电路都给出此数据。
LTC3805-5设有限制最高输入电压及输出电压，这些参数由外部元件决定，在应用图中给出实际参数。
(2)Vcc偏压源
Vcc端必须用一支1μF瓷介电容旁路到GND，必须给出高于外部MOSFET栅驱动电压的耐压值。
为了更大的工作柔性，LTC3805-5的Vcc设计要给出最大范围，图3示出一个最简单情况，它用电阻RVCC接到输入UIN到Vcc端，令内部稳压器开始工作，其电压升至大约9.5V，给出25mA电流。
在典型应用中(图9)，给出不同的反激变换器偏置源供电的方案以适合不同输入电压的情况，外部加入一支NPN晶体管，和一支齐纳二极管，建立起动用Vcc，然后从变压器中的辅助绕组给出整流滤波的Vcc电压，其匝比选择如此处，NBIAS的匝数与NSEC的匝数比即给出。
3 变压器设计的考虑
在应用LTC3805-5时给出高水平的变压器设计。
3.1 匝比
由于用外部反馈电阻分压器来设定输出电压，用户选择匝比时按应用条件给出，例如，1：1，2：1，3：2等，在设置匝比和电感量时，基于选择的占空比，记住输入电压加上二次到一次变比，对反激变换器，必须达到外部功率MOSFET的击穿电压的要求。
3.2 漏感
变压器的漏感会导致电压尖刺，这样会增加MOSFET的耐压及更高的负载电流，储存更多的能量要考虑防止击穿功率MOSFET，最好将漏感减到最小。
4 设置UIN的欠压窗口
RUN端接至从UIN到GND的电阻分压器处，如图4，工作电压窗口对RUN端从URUNON上升及URUNOFF下降，注意URUNON-URUNOFF=35mV。LTC3805-5会源出5μA电流到RUN端，结果给出此开关窗口。
此处，R1(5μA)为附加的窗口，当其关断时，RUN端就不会源出5μA电流，此时：
注意，在一些应用中，RUN端可以接到Vcc，并以此控制工作。
5 其它注意问题
(1)外部RUN/STOP控制(运行/停止控制)
为了执行外部控制，放置一个小型N沟MOSFET，从RUN端到GND，如图4。驱动MOSFET的栅为高电平时，将RUN端拉到GND就可以防止变换器工作。
(2)选择反馈电阻驱动器的值
选择R3和R4电阻值要考虑减小损耗，提高效率。由于其从UOUT处流过电流，当UOUT值足够小时，进入UFB端的电流小于1% 的流经R3，R4的电流，推荐R4小于80K。
(3)隔离反馈的应用
隔离应用时，不使用FB端的放大器，用光耦直接去控制ITH端，对于隔离型将FB端接GND。提供上拉ITH端，上拉不足以合适地偏置光耦，典型值基于接至Vcc的电阻，由于ITH端不能漏入光耦的偏置电流，需要一支二极管接至ITH端，一个肖特基二极管将用于此处，可将ITH端拉到较低电平。如图5。
(4)振荡器的外同步
振荡器可以同步到外部时钟，将同步信号接至SYNC端，LTC3805-5的振荡器将按同步信号上升沿开启，外时钟频率必须与内部fosc接近，在±33%以内。此外，fSYNC的值必须在70~700kHz。
(5)电流检测电阻的考虑
外部的电流检测电阻(RSENSE)允许最佳的电流限制在实际应用状态，其值可以从欧姆到毫欧姆，峰值开关电流从几安培到几分之一安培，必须注意有足够的电流检测，特别在小电流时。在ISENSE端只有100mV，如果峰值电流为5A，即检测电阻只有0.02Ω，而其功率要0.5W。必须注意，LTC3805-5仅有此电阻的信号检测，因此，接地侧的寄生电阻会使之增加，在毫欧姆情况下会导致5%以上的误差，PCB板的轨迹电阻必须考虑。
(6)调节斜率补偿
LTC3805-5通过其ISENSE端加入了斜波电流作为外部的斜率补偿电阻RSENSE，此电流在功率MOSFET导通后，从零开始上斜，最少有6%的上斜比例，线性上升的电流到80%占空比时达到10μA，一旦栅极驱动端变为低电平，串联电阻RSENSE变成一个上斜电压，从ISENSE端看，此谐波电压加到检测电阻上，有效地减少电流比较器阈值，给出合适的占空比，稳定了控制环路来应对次谐波振荡，减小电流比较器的阈值总量，ΔUSENSE可以用下式计算：
注意：LTC3805-5强制占空比在6%~80%，RSLOPE的起始值为3kΩ，它给出30mV电压到电流比较器，设计时在大于50%占空比时不需要斜率补偿，可以用直接连接来代替RSLOPE。
(7)过流保护阈值调节
图6示出过流保护端OC与ISENSE端及过流检测电阻的连接方法，RSENSE接在功率MOSFET的源极到GND。OC端内部过流阈值设置在UOCT = 100mV处，它与峰值电流检测电压相同(UI(MAX)=100mV)，斜率补偿的作用调节电阻RSLOPE和斜率补偿电流ISLOPE在先前讨论过，它与过流保护阈值一起调节至IOC= 10μA，用一支外部电阻ROC作低的过流保护为100mV，它描述峰值ROC怎样实现所需性能。下面的讨论要注意在限流之间的区别，此外变换器连续运行在由ISENSE端限制的逐个周期式限流，此时输出电压会降到稳压点以下，OC端检测的过流保护会立即关断变换器一个时段，然后再自动重新起动。
一个过流保护是用于令变换器进入限流，但保持输出电压使之降至稳定点。在低输入电压时，UIN(MIN)其限流会有更小的输出电流。
首先工作在UIN(MIN)时，计算占空比取决于其工作在反激还是非隔离的BOOST或SEPIC。然后用先前公式作占空比计算ΔUSENSE(VIN(MIN))。对于过流保护点的设置有：
然后，计算变换器输出电流，校正IPX(VIN(MIN))然后再按照变换器类型计算细节的变换器设计，包括电感电流纹波等。对最低输入电压时ROC(CRIT)产生的过流触发点在高输入电压时会动作，但它总会出现在输出电压开始下滑之后，如果希望满足规范设计目标就要增加ROC到ROC(CRIT)之上，用以减小触发阈值。
这个计算系基于特定状态工作之下，过流保护还可以用来在起动时瞬间动作，实际上，如果有大的输出滤波电容则开始充电电流较大，随着电压上升电流减小，所以可以用大的SSFLT电容值来应对。还可以在负载在低的ROC之下时，(ROC> ROC(CRIT))另一个过流保护目标是保持变换器运行在限流减小占空比的输出电压之下。在此情况下，目标常常是保持变换器正常工作在很宽的工作条件下，它包括只准防止损坏变换器的情况，执行此目标时用的ROC值要小于ROC(CRIT)，这样还可以减少过流触发的灵敏度。在此时设ROC= 0，将OC直接接到RSENSE上，这会使过流的触发接近大约6%的最小占空比。
在一些情况下，可以进一步增大触发阈值。此时变换器总是工作在最小占空比之下，而且实际做逐个周期式限流，ISENSE端及开关电流会与输出电流成比例。图7和图8示出这两种方法，图7用于较小的电流时，有较大的RSENSE值，过流保护阈值会从100mV增加到：
此处，假设RSENSE1及RSENSE2足够小，IOC=10μA，调节阈值会满足过流保护的要求，而不管Vcc为多少。
对于大的电流，电流检测电阻的值必须非常小，图7电路即是，图8电路可以代用，电流检测阈值可以从100mV到：
在此点上，LTC3805-5试图重新起动。
在持久的故障下，诸如变换器输出短路，变换器进入“打嗝”模式，此时会持续试图重新起动，速率取决于Css。如果故障移过，则变换器会立即重新起动。
6 LTC3805-5典型应用
LTC3805-5用于非隔离的实用电路如图9。
LTC3805-5用于隔离的实用电路如图10。
作者简介
龚斌(1983-)北京半导体器件五厂研发部组长，高级工程师。主要从事航空航天高功率密度DC/DC模块电源的设计研发。
关键词：降压转换器；LTC3805-5；应用设计
LTC3805-5是凌力尔特公司(Linear Technology Corporation)2011年推出的一款频率可编程反激式控制器。适用于需要用一个电源同时提供48V和24V标称输入系统的用户，对于小功率很宽输入电压范围的情况也可以采用LTC3805-5，它从4.5V开始工作，由外部元件限制Vin和Vout，为电流控制型。有可调的斜率补偿功能，其过流保护功能可以自动恢复，工作频率可以从70~700kHz，可以外同步。过流检测电压100mV，软起动可以用外部电容调节，静态工作电流为360μA，可以设计成外加功率MOSFET的反激变换器，或非隔离的升压DC-DC以及可升可降的DC-DC。它提供的输出电压精度可达到±1.5%，在输入电压高于9.5V时，要由外部元件降压，Vcc处为4.5~8.8V。封装很小，为10PIN的3×3mm2的DFN封装。
1 LTC3805-5的内部电路
LTC3805-5内部电路如图1所示，其引脚功能如下：
1PIN SSFLT，外接一电容到GND，控制输出电压起动时的上升速率，此电容还用于故障后重新起动时间的控制；
2PIN ITH误差放大器补偿端，正常工作电压为0.7~1.9V；
3PIN FB接受外部反馈电压；
4PIN RUN外接一电阻分压器给出变换器工作电压范围；
5PIN FS外接一电阻到GND设置工作频率；
6PIN SYNC外同步信号输入端；
7PIN ISENSE它有两个功能，对电流型控制，它监视开关电流，由外部电阻检测取样，另一功能做斜率补偿；
8PIN OC过流保护端，接外部开关电流检测电阻；
9PIN Vcc IC供电端，外接一支0.1μF旁路电容；
10PIN GATE栅极驱动输出端，外接N-MOSFET的栅极，其电平范围从Vcc到GND。
IC底部金属板接至GND。
2 LTC3805-5应用设计
2.1 主控制环路
LTC3805-5的输出电压用一支电阻分压器从外部接到FB端，分压器电阻按输出电压分压器计算，FB端电压为800mV的内部基准电压，如果负载电流增加，输出电压降低一些，会使加到FB的电压降低，低于800mV，这时误差放大器即刻响应进入ITH端的反馈电流，从而使输出电压上升达到稳定，反之，如果负载电流减小，FB端电压上升超过800mV，误差放大器会从ITH端漏入电流，使电压降下降到稳定值。
在ITH端的电压控制着由振荡器形成的脉冲宽度调制。此时，ITH端还设置一个电流比较器的触发阈值，电流比较器的ISENSE输入监视外部电流检测电阻(串在功率MOSFET源极的)上的电压，在每个工作周期开始时，LTC3805-5的振荡器设置SR闩锁，令外部功率MOSFET导通，随着通过外部功率MOSFET的电流上升，ISENSE端电压也上升，LTC3805-5的电流比较器在达到保护电平时，即将SR复位，关闭外部功率MOSFET。用此方法，通过MOSFET的电流值，反激变压器初级及次级绕组都由ITH端控制，如果电流比较器没有被触发，则LTC3805-5自动地限制占空比到80%，此刻将关断SR及外部MOSFET。
从FB端通过误差放大器、电流比较器和SR闩锁执行了一个完整的闭环电流型控制。从而保持输出电压稳定。例如，如果负载电流增加，输出电压会减小一些，检测到此现象，误差放大器即从ITH端源出电流，升高电流比较器阈值，这样就增加了通过变压器初级和次级的电流，这样就给负载加大了电流供给，使输出电压保持稳定。
ITH端控制环路的补偿点，典型情况下，外部串入一个RC网络从ITH接到GND，并选择最佳的匹配负载及响应输入变化，此RC网络的阻抗会改变误差放大器的输出电流，使ITH电压维持在设置点，所以此RC网络一定要考虑动态响应。
2.2 起动和关断
LTC3805-5有两个关断方式去禁止和使能其工作：即Vcc电源欠压闩锁和RUN端的闩锁阈值，这两个端子电压在起动前必须使能，图2示出LTC3805-5进出闩锁的状态，在关断时，LTC3805-5仅消耗40μA电流。
欠压闩锁(UVLO)可以防止LTC3805-5无法确保驱动外部的功率MOSFET，Vcc端电压超过4.5V，才能令LTC3805-5使能，Vcc端电压在工作后降至4V时即禁止LTC3805-5工作。
RUN端通过一个电阻分压器接至输入电压，在RUN端超出URUNON=1.207V时使能，在低于URUNON=1.170V时被禁止工作。此外，此电阻分压器还有5μA电流源出或漏入，设置输入电压范围时要计入此电流。
2.3 设置振荡器频率
从FS端到GND接一支电阻来设置振荡器频率，其值从70kHz到700kHz，振荡频率的计算公式如下：
振荡器可以同步到外部时钟频率，从SYNC端接入即可。外时钟频率的上升沿去触发内部开关周期。此时，栅驱动端为高电平。脉冲宽度要固定，外时钟必须高于触发器200ns，外同步时最大占空比要达到55%以上。
2.4 过流保护
由OC端接MOSFET源极的电流检测电阻，变换器保护过载及短路故障。在正常工作条件下，外部MOSFET的电流峰值由此电阻转换成电压，将此信号送入电流比较器，随着输出电流增加ITH端电压也随之增加。
在没有过流保护时，对应最大变换器输出电流，ITH上的电压上升并被钳制在1.9V，这对应着ISENSE端100mV的限制，随着输出电流进一步增加，占空比随之减少，外部MOSFET的电流由ISENSE端的100mV阈值限制。
随着输出电流进一步增加，在占空比减到6%时，外部功率MOSFET在此时段导通，电流比较器无法更长时间限制其电流低于100mV，此刻会损坏变换器。
为了防止此现象，过流端OC也连接到此限流电阻处，在OC端电压超过100mV时，变换器即停止工作，外部电阻按照100mV阈值计算。
2.5 软起动及故障时段的工作
LTC805-5的软起动及故障时段使用一个内部固定时段或者由SSFLT端到GND电容(Css)调节的外部时段给定。内部软起动及故障时段减小可以由外部SSFLT端电容来增加。
将SSFLT端悬浮开路时即使用内部软起动及故障时段，内部软起动为1.8ms，在过流时，由OC端超过100mV决定，LTC3805-5关断及内部等待时段大约4.25ms，然后变换器重新起动，加大电容Css可以增加软起动时间及故障时段，在软起动时，Css由6μA电流充电，在LTC3805-5进入关断状态时，会给Css快速充电到0.7V。此时，栅极驱动开始工作，从这一点，开关可以连续工作，并增加占空比，直到SSFLT端达到2.25V，在此时软起动停止，闭环回路调整开始，SSFLT端电压会进一步增加到4.75V。
Css在故障时还执行时段输出功能，在故障之后，Css放电从4.75V到0.7V，此时，SSFLT端也达到0.7V，变换器将重新起动。
2.6 LTC3805-5的供电
从Vcc到GND有一个内部稳压器限制从Vcc的电压到9.5V，它能给出25mA电流，此稳压器总处在激活状态，即使LTC3805-5处于关断状态，由于加入保护Vcc的功能，可以使LTC3805-5从高压源起动。
(1)可调的斜率补偿
LTC3805-5加入一个峰值10μA的电流斜波于ISENSE端，此处外接一个电阻，在设计斜率补偿时需要它，电流斜波线性地从零电流或6%占空比开始，在达到80%占空比时达到峰值，许多LTC3805-5的应用电路都给出此数据。
LTC3805-5设有限制最高输入电压及输出电压，这些参数由外部元件决定，在应用图中给出实际参数。
(2)Vcc偏压源
Vcc端必须用一支1μF瓷介电容旁路到GND，必须给出高于外部MOSFET栅驱动电压的耐压值。
为了更大的工作柔性，LTC3805-5的Vcc设计要给出最大范围，图3示出一个最简单情况，它用电阻RVCC接到输入UIN到Vcc端，令内部稳压器开始工作，其电压升至大约9.5V，给出25mA电流。
在典型应用中(图9)，给出不同的反激变换器偏置源供电的方案以适合不同输入电压的情况，外部加入一支NPN晶体管，和一支齐纳二极管，建立起动用Vcc，然后从变压器中的辅助绕组给出整流滤波的Vcc电压，其匝比选择如此处，NBIAS的匝数与NSEC的匝数比即给出。
3 变压器设计的考虑
在应用LTC3805-5时给出高水平的变压器设计。
3.1 匝比
由于用外部反馈电阻分压器来设定输出电压，用户选择匝比时按应用条件给出，例如，1：1，2：1，3：2等，在设置匝比和电感量时，基于选择的占空比，记住输入电压加上二次到一次变比，对反激变换器，必须达到外部功率MOSFET的击穿电压的要求。
3.2 漏感
变压器的漏感会导致电压尖刺，这样会增加MOSFET的耐压及更高的负载电流，储存更多的能量要考虑防止击穿功率MOSFET，最好将漏感减到最小。
4 设置UIN的欠压窗口
RUN端接至从UIN到GND的电阻分压器处，如图4，工作电压窗口对RUN端从URUNON上升及URUNOFF下降，注意URUNON-URUNOFF=35mV。LTC3805-5会源出5μA电流到RUN端，结果给出此开关窗口。
此处，R1(5μA)为附加的窗口，当其关断时，RUN端就不会源出5μA电流，此时：
注意，在一些应用中，RUN端可以接到Vcc，并以此控制工作。
5 其它注意问题
(1)外部RUN/STOP控制(运行/停止控制)
为了执行外部控制，放置一个小型N沟MOSFET，从RUN端到GND，如图4。驱动MOSFET的栅为高电平时，将RUN端拉到GND就可以防止变换器工作。
(2)选择反馈电阻驱动器的值
选择R3和R4电阻值要考虑减小损耗，提高效率。由于其从UOUT处流过电流，当UOUT值足够小时，进入UFB端的电流小于1% 的流经R3，R4的电流，推荐R4小于80K。
(3)隔离反馈的应用
隔离应用时，不使用FB端的放大器，用光耦直接去控制ITH端，对于隔离型将FB端接GND。提供上拉ITH端，上拉不足以合适地偏置光耦，典型值基于接至Vcc的电阻，由于ITH端不能漏入光耦的偏置电流，需要一支二极管接至ITH端，一个肖特基二极管将用于此处，可将ITH端拉到较低电平。如图5。
(4)振荡器的外同步
振荡器可以同步到外部时钟，将同步信号接至SYNC端，LTC3805-5的振荡器将按同步信号上升沿开启，外时钟频率必须与内部fosc接近，在±33%以内。此外，fSYNC的值必须在70~700kHz。
(5)电流检测电阻的考虑
外部的电流检测电阻(RSENSE)允许最佳的电流限制在实际应用状态，其值可以从欧姆到毫欧姆，峰值开关电流从几安培到几分之一安培，必须注意有足够的电流检测，特别在小电流时。在ISENSE端只有100mV，如果峰值电流为5A，即检测电阻只有0.02Ω，而其功率要0.5W。必须注意，LTC3805-5仅有此电阻的信号检测，因此，接地侧的寄生电阻会使之增加，在毫欧姆情况下会导致5%以上的误差，PCB板的轨迹电阻必须考虑。
(6)调节斜率补偿
LTC3805-5通过其ISENSE端加入了斜波电流作为外部的斜率补偿电阻RSENSE，此电流在功率MOSFET导通后，从零开始上斜，最少有6%的上斜比例，线性上升的电流到80%占空比时达到10μA，一旦栅极驱动端变为低电平，串联电阻RSENSE变成一个上斜电压，从ISENSE端看，此谐波电压加到检测电阻上，有效地减少电流比较器阈值，给出合适的占空比，稳定了控制环路来应对次谐波振荡，减小电流比较器的阈值总量，ΔUSENSE可以用下式计算：
注意：LTC3805-5强制占空比在6%~80%，RSLOPE的起始值为3kΩ，它给出30mV电压到电流比较器，设计时在大于50%占空比时不需要斜率补偿，可以用直接连接来代替RSLOPE。
(7)过流保护阈值调节
图6示出过流保护端OC与ISENSE端及过流检测电阻的连接方法，RSENSE接在功率MOSFET的源极到GND。OC端内部过流阈值设置在UOCT = 100mV处，它与峰值电流检测电压相同(UI(MAX)=100mV)，斜率补偿的作用调节电阻RSLOPE和斜率补偿电流ISLOPE在先前讨论过，它与过流保护阈值一起调节至IOC= 10μA，用一支外部电阻ROC作低的过流保护为100mV，它描述峰值ROC怎样实现所需性能。下面的讨论要注意在限流之间的区别，此外变换器连续运行在由ISENSE端限制的逐个周期式限流，此时输出电压会降到稳压点以下，OC端检测的过流保护会立即关断变换器一个时段，然后再自动重新起动。
一个过流保护是用于令变换器进入限流，但保持输出电压使之降至稳定点。在低输入电压时，UIN(MIN)其限流会有更小的输出电流。
首先工作在UIN(MIN)时，计算占空比取决于其工作在反激还是非隔离的BOOST或SEPIC。然后用先前公式作占空比计算ΔUSENSE(VIN(MIN))。对于过流保护点的设置有：
然后，计算变换器输出电流，校正IPX(VIN(MIN))然后再按照变换器类型计算细节的变换器设计，包括电感电流纹波等。对最低输入电压时ROC(CRIT)产生的过流触发点在高输入电压时会动作，但它总会出现在输出电压开始下滑之后，如果希望满足规范设计目标就要增加ROC到ROC(CRIT)之上，用以减小触发阈值。
这个计算系基于特定状态工作之下，过流保护还可以用来在起动时瞬间动作，实际上，如果有大的输出滤波电容则开始充电电流较大，随着电压上升电流减小，所以可以用大的SSFLT电容值来应对。还可以在负载在低的ROC之下时，(ROC> ROC(CRIT))另一个过流保护目标是保持变换器运行在限流减小占空比的输出电压之下。在此情况下，目标常常是保持变换器正常工作在很宽的工作条件下，它包括只准防止损坏变换器的情况，执行此目标时用的ROC值要小于ROC(CRIT)，这样还可以减少过流触发的灵敏度。在此时设ROC= 0，将OC直接接到RSENSE上，这会使过流的触发接近大约6%的最小占空比。
在一些情况下，可以进一步增大触发阈值。此时变换器总是工作在最小占空比之下，而且实际做逐个周期式限流，ISENSE端及开关电流会与输出电流成比例。图7和图8示出这两种方法，图7用于较小的电流时，有较大的RSENSE值，过流保护阈值会从100mV增加到：
此处，假设RSENSE1及RSENSE2足够小，IOC=10μA，调节阈值会满足过流保护的要求，而不管Vcc为多少。
对于大的电流，电流检测电阻的值必须非常小，图7电路即是，图8电路可以代用，电流检测阈值可以从100mV到：
在此点上，LTC3805-5试图重新起动。
在持久的故障下，诸如变换器输出短路，变换器进入“打嗝”模式，此时会持续试图重新起动，速率取决于Css。如果故障移过，则变换器会立即重新起动。
6 LTC3805-5典型应用
LTC3805-5用于非隔离的实用电路如图9。
LTC3805-5用于隔离的实用电路如图10。
作者简介
龚斌(1983-)北京半导体器件五厂研发部组长，高级工程师。主要从事航空航天高功率密度DC/DC模块电源的设计研发。