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摘要：传统的电压模式D类功率放大器（VMCD PA）由于寄生电容放电造成的能量损耗，无法应用在频率大于1GHz的射频电路中。电流模式D类功率放大器（CMCD PA）通过实现零电压开关避免了漏极电容放电造成的能量损耗，使高效高频率D类功率放大器的实现成为可能。CMCD PA可以看作push-pull结构的两个F-1类功率放大器，在设计时可以使用F-1类功率放大器的设计方法。本文分析了CMCD PA的基本原理和设计方法，设计了一种新型高效CMCD PA，在2.65GHz时具有73%的效率、12.3dB的功率增益和40.3dBm的输出功率。本文网络版地址：http：//www. eepw.com.cn/article/245928.htm
关键词：电流模式D类功率放大器；高频率；高效；零电压开关
DOI： 10.3969/j.issn.1005-5517.2014.4.006
引言
功率放大器（PA）的效率是整个无线通讯系统效率最重要的影响因素，传统的线性PA（包括A类，B类，AB类和C类）具有良好的线性度，但效率却非常低，造成了大量的能量损耗，这不仅增加了无线通讯系统的成本，并且给整个系统的散热带来了巨大的困难；而开关类功率放大器（SMPA）由于具有很高的效率，已经成为无线通讯行业的研究焦点。
在SMPA中，驱动电压幅度足够强（过驱动），使得输出晶体管相当于受控的开关，在完全导通（晶体管工作于线性区）和完全截止（晶体管工作于截止区）之间瞬时切换，在理想情况下，开关上的电压和电流没有交叠，可以达到100%的效率[1]。然而在实际电路中，由于寄生阻抗和有限的开关速度，晶体管并不是一个理想的开关，SMPA的效率会随着频率的增加而快速地下降。D类PA作为最早被报道的SMPA已经广泛地应用于音频领域。传统的VMCD PA在每个信号周期内，晶体管漏极电容（Cds）的放电会造成了1/2CV2的能量损耗（V为晶体管导通瞬间时的初始漏极电压）[2-3]，频率越高，其造成的能量损耗越大，因此传统的VMCD PA在高频时无法实现较高的效率，其很少应用在射频领域。E类PA通过实现零电压开关很好地解决了这个问题，在开关导通的瞬间，晶体管上的电压为零从而避免了电容放电造成的能量损耗[4]。然而不确定的占空比、非线性的电容和其他的寄生阻抗都会降低E类PA的效率。
CMCD PA的出现提供了另一种实现零电压开关的方法，其漏极电压为半正弦波，在晶体管导通和关闭的瞬间，晶体管上的电压为零，避免了漏极电容放电造成的能量损耗。CMCD PA的出现使高频D类PA的实现成为可能，近些年许多高效率的射频CMCDPA被报道出来[5-8]，其中频率最高的达到了2.6GHz[7]。本文设计了一个工作在2.65GHz的高效CMCD PA，其EM仿真功率附加效率（PAE）达到了73%，输出功率在10W以上。
1 D类 PA基本原理
图1（a）所示是VMCD PA 的基本结构，两个晶体管偏置于近似B类的工作状态且输入信号相位相差为180°，因此两个晶体管各导通半个周期。晶体管输出端接一个串联的LC滤波器，其谐振频率为信号的中心频率。串联LC滤波器使得PA的输出电流为标准正弦波形，图1（b）所示是VMCD PA的理想电压电流波形，每个晶体管的漏极电流为半正弦波，漏极电压为方波，晶体管的漏极电流电压波形不存在交叠，其效率为100%。实际电路中，晶体管的输出电容Cds的放电会对漏电压产生影响，使其无法成为标准的方波。在每个信号周期内电容放电造成的能量损耗为1/2CV2，频率越高，能量损耗越高，因此VMCD PA在音频频段内较为流行，在射频领域则很难保证高效率。
图2（a）为CMCD PA的电路原理图，这里将串联LC滤波器换为并联LC滤波器，并联LC滤波器使得输出电压为标准的正弦波，图2（b）为晶体管理想的电流和电压波形，每个晶体管的漏极电压为半正弦波，漏极电流为方波，晶体管的漏极电流电压不存在交叠，其效率为100%。
相比VMCD PA，在开关导通和关闭的瞬间，CMCD PA晶体管两端电压为零，避免了漏极电容放电所造成的能量损耗，实现了零电压开关，同时晶体管的漏极寄生电容，也可看作是并联谐振器的一部分，从而减少了晶体管寄生电容对效率的影响。在高频率时，CMCD PA相比VMCD PA具有更高的效率，并且VMCD PA通常需要辅助器件或者抽头式变压器才能正常工作，而CMCD PA可以通过巴伦结构实现。CMCD PA的出现使高频D类PA的实现成为可能。
通过上述分析，我们发现CMCD PA晶体管的漏极电流电压波形与F-1类PA一致，因此我们也可以将CMCD PA看作两个push-pull结构的F-1类PA[8]。F-1类PA使用输出滤波器对晶体管漏端电压和电流中的谐波成分进行控制，归整晶体管漏端的电压波形或者电流波形，使得它们没有重叠区，减小开关损耗，提高PA的效率[1]。理想状态下，F-1类PA晶体管漏极电压波中只含基波分量和偶次谐波分量，电流波只含基波分量和奇次谐波分量，漏极谐波输出阻抗需要满足如下关系式：
其中，Z1为输出电路基频阻抗，Zn为输出电路n次谐波阻抗，Zopt为基频最佳输出阻抗。在设计CMCD PA时我们可以借鉴F-1类PA的设计方法，通过谐波匹配电路实现上述输出阻抗，从而调节晶体管的漏极电压和电流波形，提高CMCD PA的效率。
2 CMCD PA电路设计与仿真
针对上述理论分析，我们采用Cree公司的GaN HEMT晶体管CGH40006P设计了一种新型高效CMCD PA。GaN HEMT晶体管因为具有高电子迁移率、高功率密度、高击穿电压等特性，已经被广泛应用在高效率、高功率射频PA中。 CMCD PA 需要在输入端和输出端实现平衡和非平衡信号的转换，因此需要选取合适的功率分配器与功率合成器，本文设计的CMCD PA选取了Anaren公司的巴伦3A625，其工作频率为2.3～2.7GHz，满足本设计的要求。
根据理论分析，CMCD PA应偏置在B类的工作状态，通过直流仿真发现CGH40006P的开启电压约为-3.3V，考虑到晶体管的稳定性，我们将CMCD PA晶体管的栅极电压偏置在-3.4V，漏极电压偏置在典型的28V。
CMCD PA高效率的关键在于输出谐波匹配电路的设计，该PA的输出匹配电路结构采用了开路枝节微带线的结构，其电路原理图如图3所示。其偏置电路采用了传统的λ/4（90°）微带线结构，其不仅能够为晶体管提供稳定的偏置电压，并且在2次谐波和4次谐波时能够实现阻抗的短路，经过后续电路的阻抗变换，实现了在晶体管漏极偶次谐波的开路；电路中的λ/12（30°）和λ/20（18°）开路枝节微带线分别在3次谐波和5次谐波时实现了阻抗的短路，经过后续电路的阻抗变换，实现了在晶体管漏极奇次谐波的短路。
CMCD PA电路的整体电路原理图如3所示，输入电路同样采用了开路枝节微带线的结构，偏置电路采用了传统的λ/4微带线，匹配电路采用了简单的L枝节匹配，同时输入电路采用了RC并联网络和并联到地的大电阻来提高电路的稳定性。
该PA的电磁仿真结果如图4和图5所示，图4为晶体管漏极电压电流波形和频谱，从频谱中可以看出该PA实现了晶体管漏极偶次谐波的开路和奇次谐波的短路，漏极电流近似为方波，漏极电压近似为半正弦波；图5为CMCD PA的效率和输出功率曲线，在28dBm输入时，输出功率为40.3dBm，PAE为73%。
3 总结
本文分析了CMCD PA的基本原理和设计方法，提出了一种新型的高效CMCD PA结构，并采用GaN HEMT晶体管设计了一个工作在2.65GHz的高效CMCD PA，其在EM联合仿真中具有12.3dB的功率增益、40.3dBm的输出功率和73%的PAE。
参考文献：
[1]Cripps S C.RF Power Amplifiers for Wireless Communications.Artech House， Inc.， 2006
[2]El-Hamamsy S A.Design of high-efficiency RF class-D power amplifier.Power Electronics，IEEE Transactions on，1994，9（3）：297-308
[3]Chudobiak W J，Page D F.Frequency and power limitations of class-D transistor amplifiers.Solid-State Circuits，IEEE Journal of，1969，4（1）：25-37
[4]Sokal N O，Sokal A D.Class EA new class of highefficiency tuned single-ended switching power amplifiers. Solid-State Circuits， IEEE Journal of，1975，10（3）：168-176
[5]Kobayashi H，Hinrichs J M，Asbeck P M.Current-mode class-D power amplifiers for high-efficiency RF applications. Microwave Theory and Techniques.IEEE Transactions on，2001，49（12）：2480-2485
[6]Hung T P，Metzger A G，Zampardi P J，et al.Design of high-efficiency current-mode class-D amplifiers for wireless handsets. icrowave Theory and Techniques， IEEE Transactions on， 2005，53（1）：144-151
[7]Sigg A，Heck S，Brackle A，et al.High efficiency GaN currentmode class-D amplifier at 2.6 GHz using pure differential transmission line filters.Electronics Letters，2013，49（1）：47-49[8]Aflaki P，Negra R，Ghannouchi F M.Enhanced architecture for microwave currentmode class-D amplifiers applied to the design of an S-band GaN-based power amplifier. Microwaves， Antennas & Propagation， IET， 2009，3（6）：997-1006
关键词：电流模式D类功率放大器；高频率；高效；零电压开关
DOI： 10.3969/j.issn.1005-5517.2014.4.006
引言
功率放大器（PA）的效率是整个无线通讯系统效率最重要的影响因素，传统的线性PA（包括A类，B类，AB类和C类）具有良好的线性度，但效率却非常低，造成了大量的能量损耗，这不仅增加了无线通讯系统的成本，并且给整个系统的散热带来了巨大的困难；而开关类功率放大器（SMPA）由于具有很高的效率，已经成为无线通讯行业的研究焦点。
在SMPA中，驱动电压幅度足够强（过驱动），使得输出晶体管相当于受控的开关，在完全导通（晶体管工作于线性区）和完全截止（晶体管工作于截止区）之间瞬时切换，在理想情况下，开关上的电压和电流没有交叠，可以达到100%的效率[1]。然而在实际电路中，由于寄生阻抗和有限的开关速度，晶体管并不是一个理想的开关，SMPA的效率会随着频率的增加而快速地下降。D类PA作为最早被报道的SMPA已经广泛地应用于音频领域。传统的VMCD PA在每个信号周期内，晶体管漏极电容（Cds）的放电会造成了1/2CV2的能量损耗（V为晶体管导通瞬间时的初始漏极电压）[2-3]，频率越高，其造成的能量损耗越大，因此传统的VMCD PA在高频时无法实现较高的效率，其很少应用在射频领域。E类PA通过实现零电压开关很好地解决了这个问题，在开关导通的瞬间，晶体管上的电压为零从而避免了电容放电造成的能量损耗[4]。然而不确定的占空比、非线性的电容和其他的寄生阻抗都会降低E类PA的效率。
CMCD PA的出现提供了另一种实现零电压开关的方法，其漏极电压为半正弦波，在晶体管导通和关闭的瞬间，晶体管上的电压为零，避免了漏极电容放电造成的能量损耗。CMCD PA的出现使高频D类PA的实现成为可能，近些年许多高效率的射频CMCDPA被报道出来[5-8]，其中频率最高的达到了2.6GHz[7]。本文设计了一个工作在2.65GHz的高效CMCD PA，其EM仿真功率附加效率（PAE）达到了73%，输出功率在10W以上。
1 D类 PA基本原理
图1（a）所示是VMCD PA 的基本结构，两个晶体管偏置于近似B类的工作状态且输入信号相位相差为180°，因此两个晶体管各导通半个周期。晶体管输出端接一个串联的LC滤波器，其谐振频率为信号的中心频率。串联LC滤波器使得PA的输出电流为标准正弦波形，图1（b）所示是VMCD PA的理想电压电流波形，每个晶体管的漏极电流为半正弦波，漏极电压为方波，晶体管的漏极电流电压波形不存在交叠，其效率为100%。实际电路中，晶体管的输出电容Cds的放电会对漏电压产生影响，使其无法成为标准的方波。在每个信号周期内电容放电造成的能量损耗为1/2CV2，频率越高，能量损耗越高，因此VMCD PA在音频频段内较为流行，在射频领域则很难保证高效率。
图2（a）为CMCD PA的电路原理图，这里将串联LC滤波器换为并联LC滤波器，并联LC滤波器使得输出电压为标准的正弦波，图2（b）为晶体管理想的电流和电压波形，每个晶体管的漏极电压为半正弦波，漏极电流为方波，晶体管的漏极电流电压不存在交叠，其效率为100%。
相比VMCD PA，在开关导通和关闭的瞬间，CMCD PA晶体管两端电压为零，避免了漏极电容放电所造成的能量损耗，实现了零电压开关，同时晶体管的漏极寄生电容，也可看作是并联谐振器的一部分，从而减少了晶体管寄生电容对效率的影响。在高频率时，CMCD PA相比VMCD PA具有更高的效率，并且VMCD PA通常需要辅助器件或者抽头式变压器才能正常工作，而CMCD PA可以通过巴伦结构实现。CMCD PA的出现使高频D类PA的实现成为可能。
通过上述分析，我们发现CMCD PA晶体管的漏极电流电压波形与F-1类PA一致，因此我们也可以将CMCD PA看作两个push-pull结构的F-1类PA[8]。F-1类PA使用输出滤波器对晶体管漏端电压和电流中的谐波成分进行控制，归整晶体管漏端的电压波形或者电流波形，使得它们没有重叠区，减小开关损耗，提高PA的效率[1]。理想状态下，F-1类PA晶体管漏极电压波中只含基波分量和偶次谐波分量，电流波只含基波分量和奇次谐波分量，漏极谐波输出阻抗需要满足如下关系式：
其中，Z1为输出电路基频阻抗，Zn为输出电路n次谐波阻抗，Zopt为基频最佳输出阻抗。在设计CMCD PA时我们可以借鉴F-1类PA的设计方法，通过谐波匹配电路实现上述输出阻抗，从而调节晶体管的漏极电压和电流波形，提高CMCD PA的效率。
2 CMCD PA电路设计与仿真
针对上述理论分析，我们采用Cree公司的GaN HEMT晶体管CGH40006P设计了一种新型高效CMCD PA。GaN HEMT晶体管因为具有高电子迁移率、高功率密度、高击穿电压等特性，已经被广泛应用在高效率、高功率射频PA中。 CMCD PA 需要在输入端和输出端实现平衡和非平衡信号的转换，因此需要选取合适的功率分配器与功率合成器，本文设计的CMCD PA选取了Anaren公司的巴伦3A625，其工作频率为2.3～2.7GHz，满足本设计的要求。
根据理论分析，CMCD PA应偏置在B类的工作状态，通过直流仿真发现CGH40006P的开启电压约为-3.3V，考虑到晶体管的稳定性，我们将CMCD PA晶体管的栅极电压偏置在-3.4V，漏极电压偏置在典型的28V。
CMCD PA高效率的关键在于输出谐波匹配电路的设计，该PA的输出匹配电路结构采用了开路枝节微带线的结构，其电路原理图如图3所示。其偏置电路采用了传统的λ/4（90°）微带线结构，其不仅能够为晶体管提供稳定的偏置电压，并且在2次谐波和4次谐波时能够实现阻抗的短路，经过后续电路的阻抗变换，实现了在晶体管漏极偶次谐波的开路；电路中的λ/12（30°）和λ/20（18°）开路枝节微带线分别在3次谐波和5次谐波时实现了阻抗的短路，经过后续电路的阻抗变换，实现了在晶体管漏极奇次谐波的短路。
CMCD PA电路的整体电路原理图如3所示，输入电路同样采用了开路枝节微带线的结构，偏置电路采用了传统的λ/4微带线，匹配电路采用了简单的L枝节匹配，同时输入电路采用了RC并联网络和并联到地的大电阻来提高电路的稳定性。
该PA的电磁仿真结果如图4和图5所示，图4为晶体管漏极电压电流波形和频谱，从频谱中可以看出该PA实现了晶体管漏极偶次谐波的开路和奇次谐波的短路，漏极电流近似为方波，漏极电压近似为半正弦波；图5为CMCD PA的效率和输出功率曲线，在28dBm输入时，输出功率为40.3dBm，PAE为73%。
3 总结
本文分析了CMCD PA的基本原理和设计方法，提出了一种新型的高效CMCD PA结构，并采用GaN HEMT晶体管设计了一个工作在2.65GHz的高效CMCD PA，其在EM联合仿真中具有12.3dB的功率增益、40.3dBm的输出功率和73%的PAE。
参考文献：
[1]Cripps S C.RF Power Amplifiers for Wireless Communications.Artech House， Inc.， 2006
[2]El-Hamamsy S A.Design of high-efficiency RF class-D power amplifier.Power Electronics，IEEE Transactions on，1994，9（3）：297-308
[3]Chudobiak W J，Page D F.Frequency and power limitations of class-D transistor amplifiers.Solid-State Circuits，IEEE Journal of，1969，4（1）：25-37
[4]Sokal N O，Sokal A D.Class EA new class of highefficiency tuned single-ended switching power amplifiers. Solid-State Circuits， IEEE Journal of，1975，10（3）：168-176
[5]Kobayashi H，Hinrichs J M，Asbeck P M.Current-mode class-D power amplifiers for high-efficiency RF applications. Microwave Theory and Techniques.IEEE Transactions on，2001，49（12）：2480-2485
[6]Hung T P，Metzger A G，Zampardi P J，et al.Design of high-efficiency current-mode class-D amplifiers for wireless handsets. icrowave Theory and Techniques， IEEE Transactions on， 2005，53（1）：144-151
[7]Sigg A，Heck S，Brackle A，et al.High efficiency GaN currentmode class-D amplifier at 2.6 GHz using pure differential transmission line filters.Electronics Letters，2013，49（1）：47-49[8]Aflaki P，Negra R，Ghannouchi F M.Enhanced architecture for microwave currentmode class-D amplifiers applied to the design of an S-band GaN-based power amplifier. Microwaves， Antennas & Propagation， IET， 2009，3（6）：997-1006