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[摘 要]随着电力电子技术的快速发展，对电源设备尤其是大功率电源设备的要求越来越高。由于不可控整流器在功率设备中的广泛应用，各种谐波对电网的污染也变得十分严重，使得电能的生产、传输和利用的效率降低。为了解决这一问题，我们必须对输入电流进行校正，使其正弦化，来提高系统的功率因数。根据用户要求的性能指标研究设计了一种AC/DC变换器。该变换器分为前后两级，前级采用Boost型的单相有源功率校正电路，后级采用全桥变换电路。该电源结构简单，思路清晰，运行稳定性好，有效降低了成本。
[关键词]有源功率因数校正 单周期控制，IR1150S，全桥
中图分类号：TM121 文献标识码：B 文章编号：1009-914X（2015）19-0044-01
1 系统设计方案
本设计题目来源某型号充电电源设备系统，考虑重量、体积等方面原因，将民用电通过AC/DC变换给电动汽车蓄电设备提供直流电源。
充电电源系统的基本组成主要包括输入整流滤波电路，PFC电路，功率变换器电路，输出整流滤波电路，控制电路部分。
2 DC/DC的设计方案
DC/DC变换拓扑结构根据电路中有无变压器隔离，分为非隔离型DC/DC变换器和隔离型DC/DC变换器两类。
非隔离型DC/DC变换器主要包括：降压式变换电路（Buck电路），升压式变换电路（Boost电路），升降压式变换电路（Buck-Boost电路），库克电路（Cuk电路）。
隔离型DC/DC主要包括：单端反激变换电路，推挽式变换电路，半桥变换电路，全桥变换电路。
全桥变换器特点
全桥式电路中变压器也是双向激磁，适合于中大功率场合，相同电压和电流容量的开关器件时，全桥电路输出功率最大，但其使用开关管较多，电路结构复杂，成本比较高，可靠性相对较低。
半桥电路输入由两个串联的电容并上两个串联的开关管组成，两个电容容量和耐压都相同，起到均压的作用，通过控制两个开关管交替开通和关断，在变压器原边产生电压大小为输入电压一半的高压开关脉冲，再经过变压器转换，实现功率输出。与全桥电路相比，半桥电路开关器件数量少一半，实现同等功率的成本相对较低，而且它有良好的抗不平衡能力，能有效防止偏磁现象。
全桥电路与半桥原理相似，主电路采用了四个开关管，结构比较复杂，成本高，可靠性比半桥型电路要低一些。
PWM控制电路
调节开关电源的占空比，可使输出电压基本上不随负载变化或不随着输入电压变化而变化。这种方法实质是对晶体管导通脉宽进行调节和控制，故叫脉宽调制法（PULSE WIDTH MODULATION）缩写为P。这种控制法电路组成，已经有很多相应的IC片，本文采用的脉宽调制式的SG3525的芯片。 SG3525脉宽调制型控制器是美国通用电气公司的SG系列的第二代产品，作为SG3524的改进型，更适合运用于以MOS管作为开关器件的变换器，它是采用双级型工艺制作的新型模拟数字混合集成电路，性能优异，所需外围器件较少，管脚比较少只有16脚，而且功能比较齐全。
3 辅助电源设计方案
辅助电源采用断续模式下的反激电路，采用控制芯片UC3842，UC3842是一款单电源供电带电流正向补偿，单路调制输出的高性能固定频率电流型控制集成芯片，经过隔离变压，为芯片IR1150S和SG3525供电。
4 有源功率因数校正和全桥变换器的工作原理
电流流过电感线圈L，在电感线圈未饱和前，电流线性增加，电能以磁能形式储存在电感线圈L中。此时，电容C放电，R上流过电流，R两端为输出电压，极性上正下负。由于开关管Q导通，二极管阳极接负极，二极管D承受反压状态，所以电容C不能通过开关管放电。当开关S转换到位置B时，线圈L中的磁场将改变线圈L两端的电压极性以保持不变，这样线圈L磁能转化成的电压与电源串联，以高于气的电压向电容C、负载R供电。图3-1中，当A点电压高于时，电容有充电电流；等于时，充电电流为零；当有降低趋势时，电容C向负载R放电，维持不变。
5 全桥变换器工作原理
假设全桥变换器工作时，占空比为D周期为，开关管和二极管工作在理想状态下迅速导通或关断。
在期间，结合图3-4和图3-5，开关管和导通电流从，在变压器原边产生上正下负的电压，经过变压器的功率传递变压器的副边也产生上正下负的电压，由于二极管具有单向导通性，变压器副边上半边的二极管正向导通，下半边的二极管负向截止，在C-D之间的电压为正向电压如波形图中所示。同时这段期间的L的电流线性上升，增量为。
在期间，结合图3-3和图3-5，开关管和截止，而和。还未导通，电压源的能量就没法通过全桥变换器传递到变压器，变压器的原副边电压都为零值。负载边的电阻和电容由电感中的电流进行充电，电感L的电流线性减小，减量为。
在期间，结合图3-3和图3-6，开关管和仍为截止，和开始导通，电流从，在变压器原边产生上负下正的电压，经过变压器的功率传递变压器的副边也产生上负下正的电压，由于二极管具有单向导通性，变压器副边上半边的二极管负向截止，下半边的二极管正向导通，在C-D之间的电压仍为正向电压如波形图中所示。同时这段期间的L的电流线性上升，增量为。
在期间，结合图3-和图3-5，开关管和截止，和仍未导通，全桥变换器的工作模式和，期间工作模式相同。 通过一个周期内对全桥变换器工作模式的分析可知，C-D两点间的电压为：
在和期间
在和期间
则经过电感和电容的滤波后在负载端输出电压为：
（3-5）
式中n为变压器的变比
在实际电路中，即使两者相等其通态压降也可能有差异，也就是说不可能为一个纯粹的交流电压，而是含有直流成分，由于高频变压器原边绕组电阻很小，此直流分量长时间作用，会导致铁心直流磁化直至饱和，从而使变换器不能正常工作，因此要抑制变压器原边的直流成分。最简单的方法是在变压器原边串连一个隔直电容，电容上的交流压降约为，的10%，该电容承担了的直流分量，使变压器上只有交流电压分量。
总结
设计一种AC/DC开关稳压电源，采用了高功率因数PWM AC/DC变换器电路和全桥PWM DC/DC变换电路组成整个电源系统。分析了系统各部分的工作原理，设计了电路参数，本设计的主要工作和收获的结论如下：
1、讨论了有源功率因数校正电路设计的全过程和全桥电路的原理及电路设计实现，有源功率因数校正装置提高了功率因数，减小了功率器件的开关损耗，提高了系统的电磁兼容性能力。
2、详细分析了全桥PWM变换器的工作原理，并对全桥主电路和控制电路进行了参数设计， 同时与主电路对应，设计出系统的控制电路及其辅助电源，对其进行了参数计算。
3、本设计采用反激变换器做辅助电源提高了效率，设置了输入过电流保护以及过电压保护电路，输入设置了EMI滤波电路，滤除高频杂波和同相干扰信号，同时也将电源内部的干扰信号屏蔽起来。输入电压范围：AC165～275V；输出电压：DC50V；输出电流：Io=10A；输出功率：500W；输出具有过电流保护过压保护功能。
参考文献
1刘胜利。现代高频开关电源实用技术第一版。电子工业出版社。2001（3）：29-34
2康光化，陳大钦。电力电子技术基础（模拟部分）。高等教育出版社。
[关键词]有源功率因数校正 单周期控制，IR1150S，全桥
中图分类号：TM121 文献标识码：B 文章编号：1009-914X（2015）19-0044-01
1 系统设计方案
本设计题目来源某型号充电电源设备系统，考虑重量、体积等方面原因，将民用电通过AC/DC变换给电动汽车蓄电设备提供直流电源。
充电电源系统的基本组成主要包括输入整流滤波电路，PFC电路，功率变换器电路，输出整流滤波电路，控制电路部分。
2 DC/DC的设计方案
DC/DC变换拓扑结构根据电路中有无变压器隔离，分为非隔离型DC/DC变换器和隔离型DC/DC变换器两类。
非隔离型DC/DC变换器主要包括：降压式变换电路（Buck电路），升压式变换电路（Boost电路），升降压式变换电路（Buck-Boost电路），库克电路（Cuk电路）。
隔离型DC/DC主要包括：单端反激变换电路，推挽式变换电路，半桥变换电路，全桥变换电路。
全桥变换器特点
全桥式电路中变压器也是双向激磁，适合于中大功率场合，相同电压和电流容量的开关器件时，全桥电路输出功率最大，但其使用开关管较多，电路结构复杂，成本比较高，可靠性相对较低。
半桥电路输入由两个串联的电容并上两个串联的开关管组成，两个电容容量和耐压都相同，起到均压的作用，通过控制两个开关管交替开通和关断，在变压器原边产生电压大小为输入电压一半的高压开关脉冲，再经过变压器转换，实现功率输出。与全桥电路相比，半桥电路开关器件数量少一半，实现同等功率的成本相对较低，而且它有良好的抗不平衡能力，能有效防止偏磁现象。
全桥电路与半桥原理相似，主电路采用了四个开关管，结构比较复杂，成本高，可靠性比半桥型电路要低一些。
PWM控制电路
调节开关电源的占空比，可使输出电压基本上不随负载变化或不随着输入电压变化而变化。这种方法实质是对晶体管导通脉宽进行调节和控制，故叫脉宽调制法（PULSE WIDTH MODULATION）缩写为P。这种控制法电路组成，已经有很多相应的IC片，本文采用的脉宽调制式的SG3525的芯片。 SG3525脉宽调制型控制器是美国通用电气公司的SG系列的第二代产品，作为SG3524的改进型，更适合运用于以MOS管作为开关器件的变换器，它是采用双级型工艺制作的新型模拟数字混合集成电路，性能优异，所需外围器件较少，管脚比较少只有16脚，而且功能比较齐全。
3 辅助电源设计方案
辅助电源采用断续模式下的反激电路，采用控制芯片UC3842，UC3842是一款单电源供电带电流正向补偿，单路调制输出的高性能固定频率电流型控制集成芯片，经过隔离变压，为芯片IR1150S和SG3525供电。
4 有源功率因数校正和全桥变换器的工作原理
电流流过电感线圈L，在电感线圈未饱和前，电流线性增加，电能以磁能形式储存在电感线圈L中。此时，电容C放电，R上流过电流，R两端为输出电压，极性上正下负。由于开关管Q导通，二极管阳极接负极，二极管D承受反压状态，所以电容C不能通过开关管放电。当开关S转换到位置B时，线圈L中的磁场将改变线圈L两端的电压极性以保持不变，这样线圈L磁能转化成的电压与电源串联，以高于气的电压向电容C、负载R供电。图3-1中，当A点电压高于时，电容有充电电流；等于时，充电电流为零；当有降低趋势时，电容C向负载R放电，维持不变。
5 全桥变换器工作原理
假设全桥变换器工作时，占空比为D周期为，开关管和二极管工作在理想状态下迅速导通或关断。
在期间，结合图3-4和图3-5，开关管和导通电流从，在变压器原边产生上正下负的电压，经过变压器的功率传递变压器的副边也产生上正下负的电压，由于二极管具有单向导通性，变压器副边上半边的二极管正向导通，下半边的二极管负向截止，在C-D之间的电压为正向电压如波形图中所示。同时这段期间的L的电流线性上升，增量为。
在期间，结合图3-3和图3-5，开关管和截止，而和。还未导通，电压源的能量就没法通过全桥变换器传递到变压器，变压器的原副边电压都为零值。负载边的电阻和电容由电感中的电流进行充电，电感L的电流线性减小，减量为。
在期间，结合图3-3和图3-6，开关管和仍为截止，和开始导通，电流从，在变压器原边产生上负下正的电压，经过变压器的功率传递变压器的副边也产生上负下正的电压，由于二极管具有单向导通性，变压器副边上半边的二极管负向截止，下半边的二极管正向导通，在C-D之间的电压仍为正向电压如波形图中所示。同时这段期间的L的电流线性上升，增量为。
在期间，结合图3-和图3-5，开关管和截止，和仍未导通，全桥变换器的工作模式和，期间工作模式相同。 通过一个周期内对全桥变换器工作模式的分析可知，C-D两点间的电压为：
在和期间
在和期间
则经过电感和电容的滤波后在负载端输出电压为：
（3-5）
式中n为变压器的变比
在实际电路中，即使两者相等其通态压降也可能有差异，也就是说不可能为一个纯粹的交流电压，而是含有直流成分，由于高频变压器原边绕组电阻很小，此直流分量长时间作用，会导致铁心直流磁化直至饱和，从而使变换器不能正常工作，因此要抑制变压器原边的直流成分。最简单的方法是在变压器原边串连一个隔直电容，电容上的交流压降约为，的10%，该电容承担了的直流分量，使变压器上只有交流电压分量。
总结
设计一种AC/DC开关稳压电源，采用了高功率因数PWM AC/DC变换器电路和全桥PWM DC/DC变换电路组成整个电源系统。分析了系统各部分的工作原理，设计了电路参数，本设计的主要工作和收获的结论如下：
1、讨论了有源功率因数校正电路设计的全过程和全桥电路的原理及电路设计实现，有源功率因数校正装置提高了功率因数，减小了功率器件的开关损耗，提高了系统的电磁兼容性能力。
2、详细分析了全桥PWM变换器的工作原理，并对全桥主电路和控制电路进行了参数设计， 同时与主电路对应，设计出系统的控制电路及其辅助电源，对其进行了参数计算。
3、本设计采用反激变换器做辅助电源提高了效率，设置了输入过电流保护以及过电压保护电路，输入设置了EMI滤波电路，滤除高频杂波和同相干扰信号，同时也将电源内部的干扰信号屏蔽起来。输入电压范围：AC165～275V；输出电压：DC50V；输出电流：Io=10A；输出功率：500W；输出具有过电流保护过压保护功能。
参考文献
1刘胜利。现代高频开关电源实用技术第一版。电子工业出版社。2001（3）：29-34
2康光化，陳大钦。电力电子技术基础（模拟部分）。高等教育出版社。