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若要提升低压脉冲宽度调变(PWM)电源转换器的效率，同步整流是最佳方法之一。
自驱同步整流器(self-driyen synchronous rectifier)配置具有多项优点。除了配置简单与高效率之外，由于只需要较少的零件，因此可应用于众多的拓朴中。本文中的波形和数据均取自适用于这类拓朴的主动箝位(active clamp)配置。
然而，同步整流器配置有一个缺点，在关闭该转换器时，会出现一些不理想的状况，如图1所示(图2显示简易版的电路)。
关闭转换控制器后，会出现短暂的无切换时期，接着又出现切换时期，即使该控制器处于关闭状态也是如此。这种自然发生的现象即是一般关注的焦点，也是本文将探讨的主题。
最初转换器处于工作状态时，电流是从转换器流出，如LOUT下方的箭头所示。在输出电感LOUT中，有电流lOUT和流向右侧的链波电流。
当Q2上的电压为输入电压时，VIN会出现在T1的接脚1～2上，这会导致T1的接脚4出现正电压(相对于接脚3而言)。因此，如果要使电流只流经Q3的体二极管(body diode)，则需开启Q3，并将Q3两端的电压调低至不会显示的程度。由于T1上的电压高于输出电压，则流经LOUT的电流便会增加。
当Q2关闭时，Q1会开启并且电压会反转流经T1的一次侧(primary)，进而导致Q3关闭而Q4开启。接着流经LOUT的电流会继续流动，并穿越Q4。此时LOUT接脚1的电压已有效接地，造成流经LOUT的电流减少。
在该周期结束时，Q1会关闭且Q2会开启，而相同的周期会再次重复进行，这是该转换器的正常运行情况。
在周期中的某一点，转换器的一次侧控制器会因为欠压条件而关闭。图3(a)和3(b)显示关闭该控制器所产生的影响。
此控制器的最后一个关闭动作是开启Q1，在探讨整个过程时，必须记住这一点。
当转换器在图3中的“A”处关闭时，只要Q1保持开启，流经LOUT的电流“B”便会按照VOUT/LOUT的比例减少。当Q1在“C”处关闭时，Q1中的磁化电流就会引起T1上的极性反转，因而导致T1的接脚4、Q4汲极与Q3闸极的电压在“D”处开始升高，最终将造成Q4关闭、Q3开启。由于这种转换，T1接脚4上的电压会变为由二次侧电感、变压器一次侧与二次侧的比率(此时大约为5:1)以及输出电压所设定的电压。T1中剩余的磁化电流会影响此一分压器(voltage divider)，使得分压器不精确。
由磁化电流引入“E”处的振铃(ringing)会呈现为Q4的汲极电压。这会升高Q4汲极的电压，降低流经LOUT电流的di/dt值，进而使Q3的闸极产生正偏压。该振铃出现的时间较短，很快就会消失。
由于Q3处于开启状态，电流便不断降低，LOUT和T1的二次侧因此形成感应式分压器。这可保持Q4汲极上的正电压，接着保持Q3闸极上的正电压，并持续维持这种状态，使电流得以流经“F”处的零点。此时，反向(朝箭头方向)的电流便开始在LOUT中形成。
随着流经LOUT的负向电流增加，电压便开始出现在Q3的汲极上，并开始向Q4的闸极施加电压。在以“G”为代表的某一点上，该电压会大到使Q4开始启动。
由于Q4从T1的二次侧中抽取电流，所以这种转换属于正反馈转换，会造成T1接脚4的电压降低。接着，这将导致Q3关闭，同时T1中的磁化电流会使Q3的汲极上出现高压，进而开启Q4，使Q4的汲极到接地短路。
如此一来便会增加流经LOUT的负电压，并导致LOUT内负电流进一步地增加。由于“H”处具备较高的di/dt，Q3此时又处于关闭状态，因此导致T1二次侧的电流降至0。在图3a中的“Is”处，被引入T1二次侧的电压被传输到一次侧，导致寄生组件产生谐振电流，例如绕组间电容(interwinding capacitance)以及Q1与Q2源极电容的寄生汲极Cd等。其结果为“Ip”处的一次侧产生振铃电压(见图4)。
变压器上的电压产生谐振，然后开始下降，同时在“J”处关闭Q4并开启Q3，迫使FET Q3/Q4再次产生变化。
在这类配置中，Q4的汲极电压在“K”处由Q2的寄生二极管加以箝位控制。VIN上剩余的电压会反射在T1的二次侧绕组上。事实上，电流则流回至一次侧，并进入电压源。
在“L”处，流经LOUT的电流减少，因为LOUT的电压此时已经过反转。这造成L1的接脚1为正(相对于输出而言)。经短暂的时间后，该谐振会导致电压反转。Q4的接地则再次短路，同时关闭Q3。
这将导致Q2的汲极出现正电压。如果电量足够，会将Q1的汲极驱动至接地以上，并导致Q1的体二极管导通接地。如果传输了充足的电量，将会增加箝位电容上的电压，可能导致损害Q1的电压出现。
二次侧上的此类切换会不停重复，直到输出端大部分的电量完全消耗为止。这些震荡皆以震荡封包(envelope)的形式出现，并以等比级数降低，直至达到先前图1中完全关闭的临界值为止。
这个现象说明以下两项值得关注的焦点：
1、设计人员必须注意并了解这个问题。这会导致装置中产生噪声，不过这或许是可以接受的现象。另外，这会在各个组件上产生电压，导致FET的闸极故障，或是汲极到源极的电压过量，进而引起累增崩溃(avalanche energy)电量，这种状况在一次侧或二次侧都可能发生。
2、输出电容中储存的电量会在FET中或回传至输入端时完全消耗，而在大多数的情况下是两者同时发生。
此外，这也说明这类电路为何绝不可用于负载共享的配置中。如果将这类电路用于没有二极管隔离且其中的转换器皆未关闭的配置中，则转换器输出将不会运作，而且会震荡到零件损坏为止。
自驱同步整流器(self-driyen synchronous rectifier)配置具有多项优点。除了配置简单与高效率之外，由于只需要较少的零件，因此可应用于众多的拓朴中。本文中的波形和数据均取自适用于这类拓朴的主动箝位(active clamp)配置。
然而，同步整流器配置有一个缺点，在关闭该转换器时，会出现一些不理想的状况，如图1所示(图2显示简易版的电路)。
关闭转换控制器后，会出现短暂的无切换时期，接着又出现切换时期，即使该控制器处于关闭状态也是如此。这种自然发生的现象即是一般关注的焦点，也是本文将探讨的主题。
最初转换器处于工作状态时，电流是从转换器流出，如LOUT下方的箭头所示。在输出电感LOUT中，有电流lOUT和流向右侧的链波电流。
当Q2上的电压为输入电压时，VIN会出现在T1的接脚1～2上，这会导致T1的接脚4出现正电压(相对于接脚3而言)。因此，如果要使电流只流经Q3的体二极管(body diode)，则需开启Q3，并将Q3两端的电压调低至不会显示的程度。由于T1上的电压高于输出电压，则流经LOUT的电流便会增加。
当Q2关闭时，Q1会开启并且电压会反转流经T1的一次侧(primary)，进而导致Q3关闭而Q4开启。接着流经LOUT的电流会继续流动，并穿越Q4。此时LOUT接脚1的电压已有效接地，造成流经LOUT的电流减少。
在该周期结束时，Q1会关闭且Q2会开启，而相同的周期会再次重复进行，这是该转换器的正常运行情况。
在周期中的某一点，转换器的一次侧控制器会因为欠压条件而关闭。图3(a)和3(b)显示关闭该控制器所产生的影响。
此控制器的最后一个关闭动作是开启Q1，在探讨整个过程时，必须记住这一点。
当转换器在图3中的“A”处关闭时，只要Q1保持开启，流经LOUT的电流“B”便会按照VOUT/LOUT的比例减少。当Q1在“C”处关闭时，Q1中的磁化电流就会引起T1上的极性反转，因而导致T1的接脚4、Q4汲极与Q3闸极的电压在“D”处开始升高，最终将造成Q4关闭、Q3开启。由于这种转换，T1接脚4上的电压会变为由二次侧电感、变压器一次侧与二次侧的比率(此时大约为5:1)以及输出电压所设定的电压。T1中剩余的磁化电流会影响此一分压器(voltage divider)，使得分压器不精确。
由磁化电流引入“E”处的振铃(ringing)会呈现为Q4的汲极电压。这会升高Q4汲极的电压，降低流经LOUT电流的di/dt值，进而使Q3的闸极产生正偏压。该振铃出现的时间较短，很快就会消失。
由于Q3处于开启状态，电流便不断降低，LOUT和T1的二次侧因此形成感应式分压器。这可保持Q4汲极上的正电压，接着保持Q3闸极上的正电压，并持续维持这种状态，使电流得以流经“F”处的零点。此时，反向(朝箭头方向)的电流便开始在LOUT中形成。
随着流经LOUT的负向电流增加，电压便开始出现在Q3的汲极上，并开始向Q4的闸极施加电压。在以“G”为代表的某一点上，该电压会大到使Q4开始启动。
由于Q4从T1的二次侧中抽取电流，所以这种转换属于正反馈转换，会造成T1接脚4的电压降低。接着，这将导致Q3关闭，同时T1中的磁化电流会使Q3的汲极上出现高压，进而开启Q4，使Q4的汲极到接地短路。
如此一来便会增加流经LOUT的负电压，并导致LOUT内负电流进一步地增加。由于“H”处具备较高的di/dt，Q3此时又处于关闭状态，因此导致T1二次侧的电流降至0。在图3a中的“Is”处，被引入T1二次侧的电压被传输到一次侧，导致寄生组件产生谐振电流，例如绕组间电容(interwinding capacitance)以及Q1与Q2源极电容的寄生汲极Cd等。其结果为“Ip”处的一次侧产生振铃电压(见图4)。
变压器上的电压产生谐振，然后开始下降，同时在“J”处关闭Q4并开启Q3，迫使FET Q3/Q4再次产生变化。
在这类配置中，Q4的汲极电压在“K”处由Q2的寄生二极管加以箝位控制。VIN上剩余的电压会反射在T1的二次侧绕组上。事实上，电流则流回至一次侧，并进入电压源。
在“L”处，流经LOUT的电流减少，因为LOUT的电压此时已经过反转。这造成L1的接脚1为正(相对于输出而言)。经短暂的时间后，该谐振会导致电压反转。Q4的接地则再次短路，同时关闭Q3。
这将导致Q2的汲极出现正电压。如果电量足够，会将Q1的汲极驱动至接地以上，并导致Q1的体二极管导通接地。如果传输了充足的电量，将会增加箝位电容上的电压，可能导致损害Q1的电压出现。
二次侧上的此类切换会不停重复，直到输出端大部分的电量完全消耗为止。这些震荡皆以震荡封包(envelope)的形式出现，并以等比级数降低，直至达到先前图1中完全关闭的临界值为止。
这个现象说明以下两项值得关注的焦点：
1、设计人员必须注意并了解这个问题。这会导致装置中产生噪声，不过这或许是可以接受的现象。另外，这会在各个组件上产生电压，导致FET的闸极故障，或是汲极到源极的电压过量，进而引起累增崩溃(avalanche energy)电量，这种状况在一次侧或二次侧都可能发生。
2、输出电容中储存的电量会在FET中或回传至输入端时完全消耗，而在大多数的情况下是两者同时发生。
此外，这也说明这类电路为何绝不可用于负载共享的配置中。如果将这类电路用于没有二极管隔离且其中的转换器皆未关闭的配置中，则转换器输出将不会运作，而且会震荡到零件损坏为止。