论文部分内容阅读
【摘要】 基于超表面设计了一款低剖面、宽带、圆极化天线。天线由改进的Wilkinson功分器馈电实现宽带90°相位差，超表面单元在传统方环形单元上加载箭头结构来增加额外的等效电容，进一步改善了天线带宽和增益性能。仿真和测试结果表明，天线的阻抗带宽为36.7%（2.0 GHz -2.9 GHz），3dB轴比带宽为26.1%（2.0 GHz -2.6 GHz），保持稳定右旋圆极化辐射，峰值增益8dBic，整体天线厚度仅0.05λ0（6mm）。
【关键词】 天线 圆极化 宽带 超表面 低剖面 功分器馈电网络
引言：
超表面是一種二维平面电磁结构，由哈佛大学的Yu N于2011年提出[1]。因其具有相位调制的特性，可实现电磁波极化可调和传播可控，近些年来获得广泛关注。超表面出色的极化调控功能可以用来实现线极化与圆极化的转换。2013年西北工业大学的Zhu H L等人设计了带有对角微带线的矩形环超表面单元，可以将线极化信号转换成圆极化[2]，该设计不仅可以使简单的线极化源天线（贴片天线和缝隙天线）能转换为圆极化天线，而且能将工作带宽增加到25%以上，3dB轴比带宽约7.3%，同时天线整体剖面小于0.078λ0。2020年Liu Y等人设计了旋转45°的椭圆形贴片周期性阵列，实现线-圆极化转换[3]，整体剖面低，能实现20.6%的阻抗带宽和17.4%轴比带宽;2021年Supreeyatitikul N等人设计了S形单元进行极化调控，阻抗带宽有43.2%，轴比带宽有22%，同时具有小型化特点，可用于卫星通信应用[4]。
超表面具有传播可控特性，合理加载超表面能有效提高天线孔径效率，增强天线工作带宽和辐射特性。2016年Zhao W等人设计了用于C波段卫星通信的宽带超表面圆极化天线[5]。源天线是倾斜缝隙耦合天线，产生椭圆极化波，而加载4×3矩形贴片单元后，天线阻抗带宽扩展到33.7%，3dB轴比带宽为16.5%，整体天线厚度0.07λ0，缺点是背面辐射较大，平均天线增益较低，仅5.8dBic;2017年Ta. S. X.等人设计了单馈圆极化天线，源天线是截角的方形天线，利用4×4周期性贴片激发表面波，有效提高阻抗带宽到45.6%，同时天线大小仅0.58×0.58×0.056λ0 [6];2020年 Hussain N等人设计了单层低剖面圆极化超表面天线[7]，源天线是截角方形贴片产生圆极化信号，在同一层上加载6×6的方形贴片提高天线性能，在低剖面的结构条件下具有宽带、高效率、高增益的优良特性。
近些年来特征模分析也逐渐应用到设计圆极化超表面天线中。2018年Zhao C等人通过特征模原理设计一款H形单元圆极化超表面天线[8]，通过 4×4 “H”形单元组成超表面，然后通过对称的交叉孔径馈电，仅激励对称电流对应的模式，抑制其余模式，保证被激励模式的相位差恒定用于圆极化辐射，天线具有38.8%的阻抗带宽和14.3%的轴比带宽;2021年Xi G基于特征模分析，在合适位置蚀刻十字缝隙馈电，激发相同谐振频率下的两个相位差90°的正交模式获得圆极化，实现28.2%的阻抗带宽和20.9%的3dB轴比带宽，同时保持0.07λ0的低剖面特性[9]。
一、天线结构设计和工作原理
1.1天线结构
本文设计的低剖面宽带圆极化天线结构如图（1）所示，由馈源天线和超表面组成，从上至下三层金属层分别是超表面、源天线和金属地。源天线是在H1=1.5mm的Rogers 5880（εr=2.2，tanδ=0.0009）介质板上印刷的边长为Px的方形贴片，该贴片由改进的Wilkinson功分器激励，该功分器可以提供90°的相位差用于实现圆极化，并且能增强天线的工作带宽。超表面由加载箭头结构的4×4方环形单元组成，能够增强带宽和增益。超表面印刷在最上层H2=1mm的FR-4（εr=4.3，tanδ=0.02）板子上。空气高度H3=3.5mm，两层介质板设计成同样的大小便于组装。天线的整体大小为120 mm ×120 mm ×6 mm。
1.2馈电网络及源天线设计
传统矩形贴片天线是线极化辐射，要想产生圆极化的一种简单方法是截角。通过调整贴片截角的参数可以调整两个正交模式的相位和幅度值实现圆极化。但是这种截角实现的圆极化天线的阻抗带宽和轴比带宽都很窄。另一种实现圆极化辐射的方法是在方形贴片的相邻两条边激励起两个正交模式，使两个模式的幅度相等、相位差90°，这种结构简单，阻抗带宽和轴比带宽相对较大。因此本文选用后者来设计圆极化天线。方形贴片设计初始值确定：
改进的Wilkinson功分馈电网络设计如图2所示，该功分器能实现等幅同相激励，其中使馈线路径差1/4波长来提供额外的90°相位差，同时加载100Ω的电阻增强输出端口的隔离度，也能吸收不平衡的反射。馈电网络的结构参数为：L1=10 mm，L2=13 mm，L3=9 mm，L4=5 mm，W1=4.6 mm，W2=2.7 mm，X1=12 mm，Y1=15 mm。该馈电网络在1.8-3.2 GHz内的反射系数优于-15dB;传输系数均在-3dB左右，传输损耗小，输出幅度近似相等;|S23|小于-15dB，隔离度很好。另外，输出端口的相位差在中心频率2.4GHz附近为90°，可以用于实现宽带圆极化。图3为源天线在2.4GHz时的表面电流分布，表面电流沿逆时针方向旋转，天线是右旋圆极化天线。
1.3超表面设计
本文中超表面在常规方环形超表面基础上设计了带有箭头得结构，用于改善等效电路中的电容值。该超表面由4×4单元构成（如图4所示），其中单元周期是P，单元间距是g，方环的宽度是w。 1.4超表面天线的仿真结果
图5给出了加载了超表面的天线的仿真结果。从图5（a）可看出该天线具有较宽的阻抗带宽（36.7%）和轴比带宽（26.1%）。加载超表面不仅增加了带宽，还有效提高了天线的增益，图5（b）给出了加载和不加载超表面的天线增益，不加载超表面的天线峰值增益仅为4 dBi，而加载超表面的天线峰值增益提高至10dBi。
二、加工与实测结果
为了验证设计的正确性，制作并测试了低剖面超表面宽带圆极化天线。图6是天线加工图，最上层的4×4超表面单元印刷在1mm厚的FR-4基板上，中间空气高度3.5mm，下方1.5mm厚的Rogers板材，总厚度6mm。馈源贴片和馈电网络印刷在下层板，使用尼龙螺丝和垫片固定基板和天线结构。
图7给出了仿真和测试结果的对比。在2.0 GHz到2.9 GHz（36.7%）频段内可实现|S11|低于-10 dB，在2.0-2.6GHz（26%）频段内轴比小于3dB，实测增益稳定。测量结果与仿真吻合良好，较小的频率偏移主要由加工误差，如垫片厚度和尼龙螺丝等使得上下层板之间的小偏移、同轴电缆的损耗等。
图8给出了天线在2.2 GHz和2.6GHz处的仿真和测量的辐射方向图。测量和仿真結果吻合良好。结果表明天线在边射方向上的交叉极化（左旋圆极化）抑制均好于-20dB，由于使用同轴馈电而非缝隙馈电，背面辐射很低（小于-20dB）。表1是本文设计的天线与其他圆极化天线对比。与本文所设计的天线相比，文献[4， 5， 8]中天线背面辐射较高，前后比指标较差;文献[6]中的天线剖面较高;文献[7-9]中的3dB轴比带宽较窄，圆极化工作频带不够。综合而言，本文设计的圆极化天线具有低剖面、宽带、增益高和前后比良好的整体性能。
三、结束语
本文设计了一款基于超表面的低剖面宽带圆极化天线。天线由改进的Wilkinson功分器馈电实现宽带圆极化，然后在方环形单元上加载箭头结构来增加额外的等效电容，进一步改善了天线带宽和增益性能。仿真和测试结果表明，天线的|S11|<-10dB带宽为36.7%（2.0 GHz -2.9 GHz），3dB轴比带宽为26.1%（2.0 GHz -2.6 GHz），保持稳定右旋圆极化辐射，峰值增益8dBic，整体天线厚度仅6mm（0.05λ0）。
参 考 文 献
[1] Yu N， Genevet P， Kats M A， Aieta F， et al. Light propagation with phase discontinuities： Generalized laws of reflection and refraction[J]， Science， 2011， 334： 333-337.
[2] Zhu . L ， Cheung S W， et al. Linear-to-Circular Polarization Conversion Using Metasurface[J]. IEEE Transactions on Antennas & Propagation， 2013， 61（9）： 4615-4623.
[3] Liu Y ， Huang Y ， Liu Z ， et al. Design of a compact wideband CP metasurface antenna[J]. International Journal of RF and Microwave Computer-Aided Engineering， 2020， 30（10）： 22332.
[4] Supreeyatitikul N ， Lertwiriyaprapa T ， et al. S-Shaped Metasurface-Based Wideband Circularly Polarized Patch Antenna for C-Band Applications[J]. IEEE Access， 2021， 9： 23944 - 23955.
[5] Zhao W ， Long L ， Li Y ， et al. Metasurface Superstrate Antenna With Wideband Circular Polarization for Satellite Communication Application[J]. IEEE Antennas & Wireless Propagation Letters， 2016， 15：374-377.
[6] Ta S X ， Park I . Metasurface-based circularly polarized patch array antenna using sequential phase feed[C]// International Workshop on Antenna Technology： Small Antennas. IEEE， 2017：24-25.
[7] Hussain N ， Jeong M ， Abbas A ， et al. Metasurface-Based Single-Layer Wideband Circularly Polarized MIMO Antenna for 5G Millimeter-Wave Systems[J]. IEEE Access， 2020， 8： 130293 - 130304.
[8] Zhao C ， Wang C F . Characteristic Mode Design of Wide Band Circularly Polarized Patch Antenna Consisting of H-Shaped Unit Cells[J]. IEEE Access， 2018， 6： 25292 - 25299.
[9] Gao X ， Tian G W ， Shou Z ， et al. A Low-profile Broadband Circularly Polarized Patch Antenna Based on Characteristic Mode Analysis[J]. IEEE Antennas and Wireless Propagation Letters， 2020， 20： 214 - 218.
【关键词】 天线 圆极化 宽带 超表面 低剖面 功分器馈电网络
引言：
超表面是一種二维平面电磁结构，由哈佛大学的Yu N于2011年提出[1]。因其具有相位调制的特性，可实现电磁波极化可调和传播可控，近些年来获得广泛关注。超表面出色的极化调控功能可以用来实现线极化与圆极化的转换。2013年西北工业大学的Zhu H L等人设计了带有对角微带线的矩形环超表面单元，可以将线极化信号转换成圆极化[2]，该设计不仅可以使简单的线极化源天线（贴片天线和缝隙天线）能转换为圆极化天线，而且能将工作带宽增加到25%以上，3dB轴比带宽约7.3%，同时天线整体剖面小于0.078λ0。2020年Liu Y等人设计了旋转45°的椭圆形贴片周期性阵列，实现线-圆极化转换[3]，整体剖面低，能实现20.6%的阻抗带宽和17.4%轴比带宽;2021年Supreeyatitikul N等人设计了S形单元进行极化调控，阻抗带宽有43.2%，轴比带宽有22%，同时具有小型化特点，可用于卫星通信应用[4]。
超表面具有传播可控特性，合理加载超表面能有效提高天线孔径效率，增强天线工作带宽和辐射特性。2016年Zhao W等人设计了用于C波段卫星通信的宽带超表面圆极化天线[5]。源天线是倾斜缝隙耦合天线，产生椭圆极化波，而加载4×3矩形贴片单元后，天线阻抗带宽扩展到33.7%，3dB轴比带宽为16.5%，整体天线厚度0.07λ0，缺点是背面辐射较大，平均天线增益较低，仅5.8dBic;2017年Ta. S. X.等人设计了单馈圆极化天线，源天线是截角的方形天线，利用4×4周期性贴片激发表面波，有效提高阻抗带宽到45.6%，同时天线大小仅0.58×0.58×0.056λ0 [6];2020年 Hussain N等人设计了单层低剖面圆极化超表面天线[7]，源天线是截角方形贴片产生圆极化信号，在同一层上加载6×6的方形贴片提高天线性能，在低剖面的结构条件下具有宽带、高效率、高增益的优良特性。
近些年来特征模分析也逐渐应用到设计圆极化超表面天线中。2018年Zhao C等人通过特征模原理设计一款H形单元圆极化超表面天线[8]，通过 4×4 “H”形单元组成超表面，然后通过对称的交叉孔径馈电，仅激励对称电流对应的模式，抑制其余模式，保证被激励模式的相位差恒定用于圆极化辐射，天线具有38.8%的阻抗带宽和14.3%的轴比带宽;2021年Xi G基于特征模分析，在合适位置蚀刻十字缝隙馈电，激发相同谐振频率下的两个相位差90°的正交模式获得圆极化，实现28.2%的阻抗带宽和20.9%的3dB轴比带宽，同时保持0.07λ0的低剖面特性[9]。
一、天线结构设计和工作原理
1.1天线结构
本文设计的低剖面宽带圆极化天线结构如图（1）所示，由馈源天线和超表面组成，从上至下三层金属层分别是超表面、源天线和金属地。源天线是在H1=1.5mm的Rogers 5880（εr=2.2，tanδ=0.0009）介质板上印刷的边长为Px的方形贴片，该贴片由改进的Wilkinson功分器激励，该功分器可以提供90°的相位差用于实现圆极化，并且能增强天线的工作带宽。超表面由加载箭头结构的4×4方环形单元组成，能够增强带宽和增益。超表面印刷在最上层H2=1mm的FR-4（εr=4.3，tanδ=0.02）板子上。空气高度H3=3.5mm，两层介质板设计成同样的大小便于组装。天线的整体大小为120 mm ×120 mm ×6 mm。
1.2馈电网络及源天线设计
传统矩形贴片天线是线极化辐射，要想产生圆极化的一种简单方法是截角。通过调整贴片截角的参数可以调整两个正交模式的相位和幅度值实现圆极化。但是这种截角实现的圆极化天线的阻抗带宽和轴比带宽都很窄。另一种实现圆极化辐射的方法是在方形贴片的相邻两条边激励起两个正交模式，使两个模式的幅度相等、相位差90°，这种结构简单，阻抗带宽和轴比带宽相对较大。因此本文选用后者来设计圆极化天线。方形贴片设计初始值确定：
改进的Wilkinson功分馈电网络设计如图2所示，该功分器能实现等幅同相激励，其中使馈线路径差1/4波长来提供额外的90°相位差，同时加载100Ω的电阻增强输出端口的隔离度，也能吸收不平衡的反射。馈电网络的结构参数为：L1=10 mm，L2=13 mm，L3=9 mm，L4=5 mm，W1=4.6 mm，W2=2.7 mm，X1=12 mm，Y1=15 mm。该馈电网络在1.8-3.2 GHz内的反射系数优于-15dB;传输系数均在-3dB左右，传输损耗小，输出幅度近似相等;|S23|小于-15dB，隔离度很好。另外，输出端口的相位差在中心频率2.4GHz附近为90°，可以用于实现宽带圆极化。图3为源天线在2.4GHz时的表面电流分布，表面电流沿逆时针方向旋转，天线是右旋圆极化天线。
1.3超表面设计
本文中超表面在常规方环形超表面基础上设计了带有箭头得结构，用于改善等效电路中的电容值。该超表面由4×4单元构成（如图4所示），其中单元周期是P，单元间距是g，方环的宽度是w。 1.4超表面天线的仿真结果
图5给出了加载了超表面的天线的仿真结果。从图5（a）可看出该天线具有较宽的阻抗带宽（36.7%）和轴比带宽（26.1%）。加载超表面不仅增加了带宽，还有效提高了天线的增益，图5（b）给出了加载和不加载超表面的天线增益，不加载超表面的天线峰值增益仅为4 dBi，而加载超表面的天线峰值增益提高至10dBi。
二、加工与实测结果
为了验证设计的正确性，制作并测试了低剖面超表面宽带圆极化天线。图6是天线加工图，最上层的4×4超表面单元印刷在1mm厚的FR-4基板上，中间空气高度3.5mm，下方1.5mm厚的Rogers板材，总厚度6mm。馈源贴片和馈电网络印刷在下层板，使用尼龙螺丝和垫片固定基板和天线结构。
图7给出了仿真和测试结果的对比。在2.0 GHz到2.9 GHz（36.7%）频段内可实现|S11|低于-10 dB，在2.0-2.6GHz（26%）频段内轴比小于3dB，实测增益稳定。测量结果与仿真吻合良好，较小的频率偏移主要由加工误差，如垫片厚度和尼龙螺丝等使得上下层板之间的小偏移、同轴电缆的损耗等。
图8给出了天线在2.2 GHz和2.6GHz处的仿真和测量的辐射方向图。测量和仿真結果吻合良好。结果表明天线在边射方向上的交叉极化（左旋圆极化）抑制均好于-20dB，由于使用同轴馈电而非缝隙馈电，背面辐射很低（小于-20dB）。表1是本文设计的天线与其他圆极化天线对比。与本文所设计的天线相比，文献[4， 5， 8]中天线背面辐射较高，前后比指标较差;文献[6]中的天线剖面较高;文献[7-9]中的3dB轴比带宽较窄，圆极化工作频带不够。综合而言，本文设计的圆极化天线具有低剖面、宽带、增益高和前后比良好的整体性能。
三、结束语
本文设计了一款基于超表面的低剖面宽带圆极化天线。天线由改进的Wilkinson功分器馈电实现宽带圆极化，然后在方环形单元上加载箭头结构来增加额外的等效电容，进一步改善了天线带宽和增益性能。仿真和测试结果表明，天线的|S11|<-10dB带宽为36.7%（2.0 GHz -2.9 GHz），3dB轴比带宽为26.1%（2.0 GHz -2.6 GHz），保持稳定右旋圆极化辐射，峰值增益8dBic，整体天线厚度仅6mm（0.05λ0）。
参 考 文 献
[1] Yu N， Genevet P， Kats M A， Aieta F， et al. Light propagation with phase discontinuities： Generalized laws of reflection and refraction[J]， Science， 2011， 334： 333-337.
[2] Zhu . L ， Cheung S W， et al. Linear-to-Circular Polarization Conversion Using Metasurface[J]. IEEE Transactions on Antennas & Propagation， 2013， 61（9）： 4615-4623.
[3] Liu Y ， Huang Y ， Liu Z ， et al. Design of a compact wideband CP metasurface antenna[J]. International Journal of RF and Microwave Computer-Aided Engineering， 2020， 30（10）： 22332.
[4] Supreeyatitikul N ， Lertwiriyaprapa T ， et al. S-Shaped Metasurface-Based Wideband Circularly Polarized Patch Antenna for C-Band Applications[J]. IEEE Access， 2021， 9： 23944 - 23955.
[5] Zhao W ， Long L ， Li Y ， et al. Metasurface Superstrate Antenna With Wideband Circular Polarization for Satellite Communication Application[J]. IEEE Antennas & Wireless Propagation Letters， 2016， 15：374-377.
[6] Ta S X ， Park I . Metasurface-based circularly polarized patch array antenna using sequential phase feed[C]// International Workshop on Antenna Technology： Small Antennas. IEEE， 2017：24-25.
[7] Hussain N ， Jeong M ， Abbas A ， et al. Metasurface-Based Single-Layer Wideband Circularly Polarized MIMO Antenna for 5G Millimeter-Wave Systems[J]. IEEE Access， 2020， 8： 130293 - 130304.
[8] Zhao C ， Wang C F . Characteristic Mode Design of Wide Band Circularly Polarized Patch Antenna Consisting of H-Shaped Unit Cells[J]. IEEE Access， 2018， 6： 25292 - 25299.
[9] Gao X ， Tian G W ， Shou Z ， et al. A Low-profile Broadband Circularly Polarized Patch Antenna Based on Characteristic Mode Analysis[J]. IEEE Antennas and Wireless Propagation Letters， 2020， 20： 214 - 218.