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摘 要： 为了提高圆极化微带天线性能， 提出一种新型圆极化微带天线结构， 通过在三角形贴片上加载缝隙和枝节展宽圆极化带宽， 天线总体尺寸为0.74λ0×0.88λ0×0.09λ0。 HFSS仿真结果表明该天线阻抗带宽（回波损耗S11<-10 dB）9.6%， 圆极化带宽（轴比AR<3 dB）5.4%， 轴比最小值0.23 dB， 增益最大值8.11 dBic。 该天线的圆极化性能较好， 在卫星导航和无线通信中具有很好的应用潜能。
关键词： 圆极化; 三角形贴片; 缝隙加载; 微带天线
中图分类号： V243.2; TN821+.1文献标识码： A文章编号： 1673-5048（2018）01-0077-04
0 引 言
圆极化微带天线因剖面低、 重量轻、 能共形、 易集成、 抗干扰等优点广泛应用于通信、 雷达、 卫星导航、 电子侦察和电子对抗等领域。 微带天线圆极化实现方法分单馈法、 多馈法和多元法三类[1]： 单馈法通常采用方形贴片切角或者加枝节产生两个相位差90°的正交简并模来实现圆极化， 结构简单、 尺寸小， 但是圆极化带宽很窄， 通常只有1%左右; 多馈法通过馈电网络或两个馈点实现圆极化， 带宽较宽但结构复杂尺寸较大; 多元法使用多个线极化辐射元组成天线阵合成圆极化， 带宽较宽、 增益高， 但结构复杂、 尺寸大。 单馈法易于实现， 最为常用， 提高圆极化带宽和增益是单馈圆极化微带天线研究的主要方向。
文献[2]提出了一种L形探针馈电的切口三角形圆极化天线， 实现圆极化带宽3%。 文献[3]通过水平L形带馈电实现了宽带圆极化辐射。 文献[4]提出了一种结构简单的非对称Y形分支耦合馈电的圆极化微带天线， 圆极化带宽3.79%。 文献[5]在微带方形贴片上加载8个短路钉实现了高增益圆极化辐射。 本文提出了一种新型圆极化微带天线结构， 通过在三角形贴片上加载缝隙和枝节展宽圆极化带宽， 实现了圆极化带宽5.4%， HFSS仿真结果表明天线性能良好。
1 天线设计
圆极化缝隙加载三角形微带天线结构见图1， 介质基板材料为相对介电常数εr=2.2的Rogers 5 880， 损耗角正切0.000 9， 介质基板厚度H1=1.574 mm， 基板与接地板之间有一层厚度为H0的空气层， 等边三角形贴片边长为L0， 在三角形贴片上加载一条宽度为W2的与底边平行的缝隙， 缝隙上加载枝节， 天线采用同轴馈电， 馈电位置与贴片右顶点的距离为L4， 同轴连接器（SMA）外导体与接地板相连， 探针穿过介质基板馈电到三角形贴片上， 通过缝隙和枝节在天线上产生两个相位差90°的等幅正交的线极化电场分量[6]从而形成圆极化辐射， 天线具体参数见表1， 天线总体尺寸为0.74λ0×0.88λ0×0.09λ0， λ0为天线中心频率2.4 GHz所对应的自由空间波长。
天线上的表面电流分布见图2， 图中可以看出该天线满足产生圆极化波的条件。
2 仿真结果
2.1 天线阻抗带宽
本文采用ANSYS HFSS 15对天线进行仿真分析， HFSS对天线回波损耗S11的仿真结果如图3所示， 由于微带天线是谐振式天线， 等效谐振电路的Q值很高， 因此阻抗带宽很窄， 本文设计的天线采用空气介质， 并在贴片上加载缝隙， 使阻抗带宽得到了一定的扩展。 由图3可看出， 在2.31～2.54 GHz 频率范围内回波损耗S11<-10 dB， 在2.41 GHz处回波损耗S11<-30 dB， 阻抗匹配最好， 相对阻抗带宽9.6%。
2.2 天线轴比、 增益和方向图
轴比是衡量天线极化性能的重要指标， 圆极化天线一般要求轴比小于3 dB。 对于圆极化天线来说， 如果圆极化带宽 （轴比AR<3 dB）很小， 或与阻抗带宽不重叠， 就会影响天线的应用频率范围[7]。 传统单馈微带圆极化天线的圆极化带宽很窄， 本文由于采用缝隙和枝节使圆极化带宽得到了一定的扩展。 天线轴比与频率的关系图、 圆极化增益与频率关系图和方向图如图4～6所示。
由图4可知， 在2.41 GHz处轴比最小（AR=0.23 dB）， 在2.35～2.48 GHz频率范围内， 轴比AR<3 dB， 圆极化带宽5.4%， 圆极化特性良好的频段在天线阻抗带宽（2.31～2.54 GHz）内。
由图5可知， 该天线辐射左旋圆极化波， 天线在2.4 GHz处圆极化增益最大（8.11 dBic）， 在2.32～2.48 GHz频率范围内圆极化增益大于7.8 dBic。
综合图4～5可看出， 在2.35～2.48 GHz内约130 MHz频带内， 天线轴比AR<3 dB， 圆极化增益大于7.8 dBic， 天线既有良好的圆极化轴比， 又有良好的圆极化增益。 由图6可知E面波束宽度为77°， H面波束宽度为62°。
3 参数分析
前文阐述了新型圆极化缝隙加载三角形微带天线的结构参数和电磁性能， 当结构参数变化时， 天线的电磁性能随之变化。 本节主要研究枝节长度和馈电位置对天线回波损耗和轴比的影响。
3.1 不同枝節长度的影响
枝节是实现圆极化的关键结构， 枝节的长度对天线的回波损耗和轴比有比较重要的影响。 天线回波损耗S11随枝节长度L2变化的趋势如图7所示， 随着枝节长度L2的增加， 天线的中心频率向高频端移动， 阻抗匹配也逐渐变好。 其中L2=3 mm， 4 mm和5 mm时天线的回波损耗S11曲线最低点小于-30 dB， 但L2=4 mm和5 mm时S11曲线最低点偏离2.4 GHz较远， 而L2=3 mm时天线在2.4 GHz附近的回波损耗最好。 天线轴比AR随枝节长度L2变化的趋势如图8所示， 可以看出在1～4 mm范围内随着枝节长度L2的增加， 天线轴比AR逐渐向高频端移动， 而L2=5 mm时轴比AR反而偏向低频端， L2=3 mm时轴比在2.4 GHz附近最佳， 圆极化带宽最大。 综合图7～8， 最佳枝节长度为L2=3 mm。
3.2 不同馈电位置的影响
馈电位置是微带圆极化天线的重要参数， 对天线的阻抗匹配影响最大， 回波损耗与馈电位置密切相关。 天线回波损耗S11随馈电位置L4变化的趋势如图9所示， 可以看出回波损耗S11随馈电位置L4变化比较明显， 随着L4的增加， 天线的中心频率逐渐向低频端移动。 其中L4=15.2 mm， 16.2 mm和17.2 mm时S11曲线最低点小于-30 dB， 但L4=15.2 mm和16.2 mm时S11曲线最低点偏离2.4 GHz较远， 而L4=17.2 mm时天线在2.4 GHz附近的回波损耗最好。
天线轴比AR随馈电位置L4变化的趋势如图10所示， 可以看出随着馈电位置L4的增加， 天线轴比AR逐渐向高频端移动， 当L4=17.2 mm时轴比在2.4 GHz附近最佳， 圆极化带宽最大。 综合图9～10， 最佳馈电位置为L4=17.2 mm。
4 结 论
本文设计了一种新型圆极化缝隙加载三角形微带天线， 通过缝隙和枝节在天线上产生两个相位差90°的等幅正交的线极化电场分量， 从而形成圆极化辐射。 天线总体尺寸为0.74λ0×0.88λ0×0.09λ0， 仿真结果表明天线的阻抗带宽9.6%（2.31～2.54 GHz）， 圆极化带宽5.4%（2.35～2.48 GHz）， 轴比最小值0.23 dB， 增益最大值8.11 dBic。 本文提出的天线结构具有较宽的圆极化带宽、 较高的圆极化增益和较小的体积， 在卫星导航和无线通信中具有较好的应用潜能。
参考文献：
[1] 薛睿峰， 钟顺时.微带天线圆极化技术概述与进展[J].电波科学学报， 2002， 17（4）： 331-336.
Xue Ruifeng， Zhong Shunshi.Overview and Development of Circular Polarization Technique for Microstrip Antennas [J].Acta Radio Science， 2002， 17 （4）： 331-336.（in Chinese）
[2] Sim C Y D， Hsu Y W. Circularly Polarized Equilateral Triangle Patch Antenna for UHF RFID Reader Applications [C]∥Antennas and Propagation Conference （LAPC）， 2013： 397-399.
[3] Wu Jianjun， Ren Xueshi， Wang Zedong， et al. Broadband Circularly Polarized Antenna with L-Shaped Strip Feeding and Shorting-Pin loading [J]. IEEE Antennas and Wireless Propagation Letters， 2014， 13： 1733-1736.
[4] Pyo S， Sung Y. Asymmetrical Coupling Feed of Circularly Polarized Microstrip Antenna for Bandwidth Enhancement[J]. Microwave and Optical Texhnology Letters， 2016， 58（7）： 1672-1675.
[5] Zhang Xiao， Zhu Lei. High-Gain Circularly Polarized Microstrip Patch Antenna with Loading of Shorting Pins[J]. IEEE Transactions on Antennas and Propagation， 2016， 64（6）： 2172-2178.
[6] 鐘顺时.天线理论与技术[M]. 北京： 电子工业出版社， 2011： 296-303.
Zhong Shunshi. Antenna Theory and Techniques[M]. Beijing： Publishing House of Electronics Industry， 2011： 296-303.（in Chinese）
[7] 李贵栋， 张怀武， 郝欣欣， 等. 一种新型的X波段圆极化微带天线[J]. 压电与声光， 2015， 37（5）： 915-917.
Li Guidong， Zhang Huaiwu， Hao Xinxin， et al. A Novel Circular Polarized Microstrip Antenna at X-Band [J]. Piezoelectrics and Acoustooptics， 2015， 37（5）： 915-917.（in Chinese）
关键词： 圆极化; 三角形贴片; 缝隙加载; 微带天线
中图分类号： V243.2; TN821+.1文献标识码： A文章编号： 1673-5048（2018）01-0077-04
0 引 言
圆极化微带天线因剖面低、 重量轻、 能共形、 易集成、 抗干扰等优点广泛应用于通信、 雷达、 卫星导航、 电子侦察和电子对抗等领域。 微带天线圆极化实现方法分单馈法、 多馈法和多元法三类[1]： 单馈法通常采用方形贴片切角或者加枝节产生两个相位差90°的正交简并模来实现圆极化， 结构简单、 尺寸小， 但是圆极化带宽很窄， 通常只有1%左右; 多馈法通过馈电网络或两个馈点实现圆极化， 带宽较宽但结构复杂尺寸较大; 多元法使用多个线极化辐射元组成天线阵合成圆极化， 带宽较宽、 增益高， 但结构复杂、 尺寸大。 单馈法易于实现， 最为常用， 提高圆极化带宽和增益是单馈圆极化微带天线研究的主要方向。
文献[2]提出了一种L形探针馈电的切口三角形圆极化天线， 实现圆极化带宽3%。 文献[3]通过水平L形带馈电实现了宽带圆极化辐射。 文献[4]提出了一种结构简单的非对称Y形分支耦合馈电的圆极化微带天线， 圆极化带宽3.79%。 文献[5]在微带方形贴片上加载8个短路钉实现了高增益圆极化辐射。 本文提出了一种新型圆极化微带天线结构， 通过在三角形贴片上加载缝隙和枝节展宽圆极化带宽， 实现了圆极化带宽5.4%， HFSS仿真结果表明天线性能良好。
1 天线设计
圆极化缝隙加载三角形微带天线结构见图1， 介质基板材料为相对介电常数εr=2.2的Rogers 5 880， 损耗角正切0.000 9， 介质基板厚度H1=1.574 mm， 基板与接地板之间有一层厚度为H0的空气层， 等边三角形贴片边长为L0， 在三角形贴片上加载一条宽度为W2的与底边平行的缝隙， 缝隙上加载枝节， 天线采用同轴馈电， 馈电位置与贴片右顶点的距离为L4， 同轴连接器（SMA）外导体与接地板相连， 探针穿过介质基板馈电到三角形贴片上， 通过缝隙和枝节在天线上产生两个相位差90°的等幅正交的线极化电场分量[6]从而形成圆极化辐射， 天线具体参数见表1， 天线总体尺寸为0.74λ0×0.88λ0×0.09λ0， λ0为天线中心频率2.4 GHz所对应的自由空间波长。
天线上的表面电流分布见图2， 图中可以看出该天线满足产生圆极化波的条件。
2 仿真结果
2.1 天线阻抗带宽
本文采用ANSYS HFSS 15对天线进行仿真分析， HFSS对天线回波损耗S11的仿真结果如图3所示， 由于微带天线是谐振式天线， 等效谐振电路的Q值很高， 因此阻抗带宽很窄， 本文设计的天线采用空气介质， 并在贴片上加载缝隙， 使阻抗带宽得到了一定的扩展。 由图3可看出， 在2.31～2.54 GHz 频率范围内回波损耗S11<-10 dB， 在2.41 GHz处回波损耗S11<-30 dB， 阻抗匹配最好， 相对阻抗带宽9.6%。
2.2 天线轴比、 增益和方向图
轴比是衡量天线极化性能的重要指标， 圆极化天线一般要求轴比小于3 dB。 对于圆极化天线来说， 如果圆极化带宽 （轴比AR<3 dB）很小， 或与阻抗带宽不重叠， 就会影响天线的应用频率范围[7]。 传统单馈微带圆极化天线的圆极化带宽很窄， 本文由于采用缝隙和枝节使圆极化带宽得到了一定的扩展。 天线轴比与频率的关系图、 圆极化增益与频率关系图和方向图如图4～6所示。
由图4可知， 在2.41 GHz处轴比最小（AR=0.23 dB）， 在2.35～2.48 GHz频率范围内， 轴比AR<3 dB， 圆极化带宽5.4%， 圆极化特性良好的频段在天线阻抗带宽（2.31～2.54 GHz）内。
由图5可知， 该天线辐射左旋圆极化波， 天线在2.4 GHz处圆极化增益最大（8.11 dBic）， 在2.32～2.48 GHz频率范围内圆极化增益大于7.8 dBic。
综合图4～5可看出， 在2.35～2.48 GHz内约130 MHz频带内， 天线轴比AR<3 dB， 圆极化增益大于7.8 dBic， 天线既有良好的圆极化轴比， 又有良好的圆极化增益。 由图6可知E面波束宽度为77°， H面波束宽度为62°。
3 参数分析
前文阐述了新型圆极化缝隙加载三角形微带天线的结构参数和电磁性能， 当结构参数变化时， 天线的电磁性能随之变化。 本节主要研究枝节长度和馈电位置对天线回波损耗和轴比的影响。
3.1 不同枝節长度的影响
枝节是实现圆极化的关键结构， 枝节的长度对天线的回波损耗和轴比有比较重要的影响。 天线回波损耗S11随枝节长度L2变化的趋势如图7所示， 随着枝节长度L2的增加， 天线的中心频率向高频端移动， 阻抗匹配也逐渐变好。 其中L2=3 mm， 4 mm和5 mm时天线的回波损耗S11曲线最低点小于-30 dB， 但L2=4 mm和5 mm时S11曲线最低点偏离2.4 GHz较远， 而L2=3 mm时天线在2.4 GHz附近的回波损耗最好。 天线轴比AR随枝节长度L2变化的趋势如图8所示， 可以看出在1～4 mm范围内随着枝节长度L2的增加， 天线轴比AR逐渐向高频端移动， 而L2=5 mm时轴比AR反而偏向低频端， L2=3 mm时轴比在2.4 GHz附近最佳， 圆极化带宽最大。 综合图7～8， 最佳枝节长度为L2=3 mm。
3.2 不同馈电位置的影响
馈电位置是微带圆极化天线的重要参数， 对天线的阻抗匹配影响最大， 回波损耗与馈电位置密切相关。 天线回波损耗S11随馈电位置L4变化的趋势如图9所示， 可以看出回波损耗S11随馈电位置L4变化比较明显， 随着L4的增加， 天线的中心频率逐渐向低频端移动。 其中L4=15.2 mm， 16.2 mm和17.2 mm时S11曲线最低点小于-30 dB， 但L4=15.2 mm和16.2 mm时S11曲线最低点偏离2.4 GHz较远， 而L4=17.2 mm时天线在2.4 GHz附近的回波损耗最好。
天线轴比AR随馈电位置L4变化的趋势如图10所示， 可以看出随着馈电位置L4的增加， 天线轴比AR逐渐向高频端移动， 当L4=17.2 mm时轴比在2.4 GHz附近最佳， 圆极化带宽最大。 综合图9～10， 最佳馈电位置为L4=17.2 mm。
4 结 论
本文设计了一种新型圆极化缝隙加载三角形微带天线， 通过缝隙和枝节在天线上产生两个相位差90°的等幅正交的线极化电场分量， 从而形成圆极化辐射。 天线总体尺寸为0.74λ0×0.88λ0×0.09λ0， 仿真结果表明天线的阻抗带宽9.6%（2.31～2.54 GHz）， 圆极化带宽5.4%（2.35～2.48 GHz）， 轴比最小值0.23 dB， 增益最大值8.11 dBic。 本文提出的天线结构具有较宽的圆极化带宽、 较高的圆极化增益和较小的体积， 在卫星导航和无线通信中具有较好的应用潜能。
参考文献：
[1] 薛睿峰， 钟顺时.微带天线圆极化技术概述与进展[J].电波科学学报， 2002， 17（4）： 331-336.
Xue Ruifeng， Zhong Shunshi.Overview and Development of Circular Polarization Technique for Microstrip Antennas [J].Acta Radio Science， 2002， 17 （4）： 331-336.（in Chinese）
[2] Sim C Y D， Hsu Y W. Circularly Polarized Equilateral Triangle Patch Antenna for UHF RFID Reader Applications [C]∥Antennas and Propagation Conference （LAPC）， 2013： 397-399.
[3] Wu Jianjun， Ren Xueshi， Wang Zedong， et al. Broadband Circularly Polarized Antenna with L-Shaped Strip Feeding and Shorting-Pin loading [J]. IEEE Antennas and Wireless Propagation Letters， 2014， 13： 1733-1736.
[4] Pyo S， Sung Y. Asymmetrical Coupling Feed of Circularly Polarized Microstrip Antenna for Bandwidth Enhancement[J]. Microwave and Optical Texhnology Letters， 2016， 58（7）： 1672-1675.
[5] Zhang Xiao， Zhu Lei. High-Gain Circularly Polarized Microstrip Patch Antenna with Loading of Shorting Pins[J]. IEEE Transactions on Antennas and Propagation， 2016， 64（6）： 2172-2178.
[6] 鐘顺时.天线理论与技术[M]. 北京： 电子工业出版社， 2011： 296-303.
Zhong Shunshi. Antenna Theory and Techniques[M]. Beijing： Publishing House of Electronics Industry， 2011： 296-303.（in Chinese）
[7] 李贵栋， 张怀武， 郝欣欣， 等. 一种新型的X波段圆极化微带天线[J]. 压电与声光， 2015， 37（5）： 915-917.
Li Guidong， Zhang Huaiwu， Hao Xinxin， et al. A Novel Circular Polarized Microstrip Antenna at X-Band [J]. Piezoelectrics and Acoustooptics， 2015， 37（5）： 915-917.（in Chinese）